Circuits stabilisateurs de tension CC avec protection de courant. Stabilisateur de tension avec double protection

Un circuit relativement simple, avec des paramètres moyens, basé sur des transistors à gain élevé. Il a été conçu pour mes propres besoins en tant que laboratoire.
Souvent, je devais réparer ou lancer divers circuits, pour lesquels j'avais juste besoin d'avoir de quoi les alimenter en 3V, 5V, 6V, 9V, 12V... Et à chaque fois je cherchais quelque chose d'adapté. Des alimentations provenant de calculatrices, de magnétophones, de piles rechargeables et de piles ont été utilisées. Parfois, j'étais heureux que la source correspondante ne produise pas de courants importants, m'épargnant ainsi des dépenses inutiles. Bien sûr, j'ai réalisé des stabilisateurs à un ou deux transistors pour résoudre ce problème, mais les résultats n'ont pas été satisfaisants. Quelque part, lors de la deuxième vague d’inspiration, est né quelque chose que je souhaite partager.
Il est encore utilisé aujourd'hui lors de la réparation et du démarrage d'appareils, si la tension de sortie est bien sûr adaptée. Et aussi pour des applications inhabituelles - vérification des diodes Zener, chargement des piles AA, simplement comme source de courant stable. Dans de tels cas, il est extrêmement pratique d'avoir au moins un voltmètre en sortie.

Schème

L'appareil a été développé pour une tension de sortie de 1...12 V et une régulation du courant de sortie dans la plage de 0,15...3 A. Bien sûr, pour de bons résultats, j'ai installé des transistors avec un gain de plus de 500 (retirés de la carte MTs-31 du téléviseur 3ustt), et un contrôle composite - environ 10 000 (si le compteur ne ment pas, j'ai pris il depuis le module SKR du 2ustt TV, correction raster).
Il est probablement important que j'alimente le circuit à partir d'une batterie de voiture lorsque j'ai pris les données.
Puis j'ai installé un transformateur et certains miracles, comme 3A à 12V, sont devenus impossibles. La tension à la sortie du redresseur a chuté. Pour toute autre personne intéressée, regardez de plus près le schéma.

Circuit stabilisateur de tension avec limitation de courant de sortie réglable

Ainsi, la source de tension négative est fournie à X1 et une tension de courant de sortie stabilisée et limitée est prélevée sur X2. En bref, VT3 est un régulateur, VT4 est un comparateur et amplificateur pour le signal d'erreur du stabilisateur de tension, VT1 est un comparateur et amplificateur pour le signal d'erreur du stabilisateur de courant de sortie, VT2 est un capteur de présence de limitation de courant de sortie . Comme base, une version commune du stabilisateur de tension a été prise.

Circuit original avec protection de tension et de courant fixe

Il a été légèrement modifié afin qu'il soit possible de modifier la tension de sortie dans les limites les plus larges possibles et de supprimer le blocage du stabilisateur. R8 est ajouté pour permettre au circuit de limitation de courant de sortie de fonctionner sur VT1. Ajout de R7 et VD3 pour définir les limites de modification de la tension de sortie. Les condensateurs C1 et C2 aideront à réduire l'ondulation de sortie.

Permettez-moi maintenant de passer en revue la deuxième série d'explications (voir le premier diagramme). Lorsqu'une tension continue négative comprise entre 9...15 V apparaît à l'entrée X1 par rapport au fil commun, un courant apparaît dans le circuit R2-VD2-R6-VD1. Une tension stable apparaîtra sur la diode Zener VD1. Une partie de cette tension est fournie à la base du VT4, qui s'ouvrira ainsi. Son courant de collecteur ouvrira VT3. Le courant du collecteur VT3 chargera C2, et à travers le diviseur R9, R10, une partie de la tension C2 (c'est la sortie) ira à l'émetteur VT4. Ce fait ne permettra pas à la tension de sortie de plus que doubler (Ubase VT4 - 0,6 V). Double car le diviseur de R9, R10 est deux. Puisque la tension sur la base VT4 est stable, la sortie sera également stable. C'est le mode de travail. Les transistors VT1, VT2 sont fermés et n'ont aucun effet.

Connectons la charge. Le courant de charge apparaîtra. Il circulera le long du circuit R2, E-K VT3 et plus loin dans la charge. R2 fonctionne ici comme un capteur de courant. Une tension apparaît à ses bornes proportionnellement au courant. Cette tension est additionnée à une partie de la tension prélevée par R5 sur VD2 et appliquée à la jonction de base de VT1 (R3 sert uniquement à limiter le courant de base de VT1 lors des surtensions et ainsi à protéger VT1) et lorsqu'il devient suffisant d'ouvrir VT1, le L'appareil entre dans le courant de sortie en mode limitation. Une partie du courant collecteur VT4, qui allait auparavant vers la base VT3, sort désormais par la jonction base-émetteur VT2 vers le collecteur VT1.
En raison du gain élevé des transistors, la tension base-émetteur VT1 sera maintenue à environ 0,6 V. Cela signifie que la tension sur R2 restera inchangée, donc le courant qui la traverse, puis la charge également. En utilisant le moteur R5, vous pouvez sélectionner une limitation de courant allant du minimum à presque 3A.
S'il existe un mode de limitation de courant, VT2 est également ouvert et, avec son courant de collecteur, il allumera la LED HL1. Il faut comprendre que la limitation du courant « a priorité » sur la « stabilité » de la tension de sortie.

J'ai installé un voltmètre à la sortie de l'appareil, mais lorsque j'ai besoin de le limiter à un certain courant, je court-circuite simplement la sortie avec un testeur en mode ampèremètre et j'utilise R5 pour obtenir le résultat souhaité.

Détails

Le circuit est simple, mais tout ce qui est bon repose sur le gain élevé des transistors (plus de 500). Et VT3 est généralement composite. Il n'y a pas de lettres sur les noms des transistors, mais ils devraient tous s'adapter. Je suis entièrement des G. L'essentiel est le renforcement et les petites fuites. Dans l'ouvrage de référence, ils écrivent que certaines lettres « Ku » ont à partir de 200, mais les miennes en avaient toutes plus de 600. Les variables étaient du groupe A. Pour VT3, vous avez besoin d'un radiateur. J'ai installé ce que c'était et je suis monté dans le boîtier. Une fiabilité maximale ne sera assurée que par un radiateur conçu pour une dissipation de puissance égale à Utemps d'entrée 3A, c'est-à-dire 30...50W.
Je pense que peu de gens auront besoin de 1V à 3A pendant longtemps, vous pouvez donc installer en toute sécurité un radiateur 2...3 fois plus petit.

VD2 et VD3 servent de sources de tension de 0,6 V. D'autres diodes au silicium peuvent être utilisées. R4 – décale légèrement le seuil lorsque la LED s'allume. S'il est allumé, cela signifie que le courant de sortie est pleinement limité. R1 limite simplement le courant de la LED. Les potentiomètres peuvent également avoir une valeur plus élevée (2...3 fois). R8 peut être réduit (jusqu'à environ 4k) si le transistor VT3 n'a pas suffisamment de gain.

Avec un circuit imprimé - comme d'habitude dans les circuits simples fabriqués en un seul exemplaire. Il y avait une carte pour un autre stabilisateur de tension réglable dont les paramètres n'étaient pas satisfaisants. Il a été transformé en planche à pain et ce circuit y a été assemblé. Les résistances utilisées sont de 0,25 W (0,125 est également possible) - je ne vois pas d'exigences particulières. A 3A (si votre redresseur le fournit) - le fil d'usine R2 (2 W) sera à sa limite et cela vaut probablement la peine d'installer plus puissant (5 W). Électrolytes - K50-16 à 16V.

S'il n'y a pas de transistor composite, « fabriquez-le » à partir de ce que vous avez. Commencez par KT817 + KT315, avec les lettres « B » et au-delà. (Si VT3 n’a toujours pas assez de gain, je réduirais R9 et R10 à 200 Ohms et R8 à 2 kOhms).

Le transformateur, le redresseur et le condensateur de filtrage sont à vous. Ils n’en sont pas moins importants, mais je voulais parler uniquement de ce stabilisateur plus ou moins universel. (J'ai un trans de 10 watts à 10V/1A AC, un pont bloc de 1A pris quelque part et un électrolyte filtrant de 4000uF/16V. C'est dommage, mais tout rentre dans le boîtier.

Il est à noter que le comparateur à cadran (non indiqué sur le schéma) à l'aide d'un interrupteur peut être utilisé aussi bien comme voltmètre que comme ampèremètre. Dans le premier cas on voit la tension de sortie, dans le second le courant de sortie.

Total

L'appareil décrit ci-dessus fonctionne pour moi comme un « tout-en-un » : une alimentation développée (quoique unipolaire), un fréquencemètre et un générateur de fréquence audio (sinus, carré, triangle). Les schémas sont tirés du magazine "Radio". (Ils ne fonctionnent pas exactement comme nous le souhaiterions. Premièrement, parce que j'ai fait trop de modifications « non autorisées » - notamment dans la base des éléments - j'ai installé ce que j'avais.) Bien sûr, il est possible d'utiliser la tête du voltmètre comme un indicateur de fréquence dans un fréquencemètre. Lors de l'utilisation d'un générateur, le fréquencemètre affiche la fréquence. Il existe également une sortie de tension alternative de 6,3 V et 10 V, juste au cas où.

Le corps visible sur la photo n'est pas si chaud à répéter. Et en général : tout était censé être une image miroir, mais le panneau avant a été plié dans le mauvais sens par erreur. Je me suis énervé et je n’ai pas pris la peine de le décorer.

Fichiers

Victor Babeshko a répété le dessin, a envoyé sa propre version du sceau et une photo.
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Pour alimenter certains appareils radio, une source d'alimentation avec des exigences accrues en matière de niveau d'ondulation de sortie minimale et de stabilité de tension est requise. Pour les fournir, l'alimentation doit être réalisée à l'aide d'éléments discrets.

Montré sur la Fig. Le circuit 3.23 est universel et sur sa base, vous pouvez créer une alimentation de haute qualité pour n'importe quelle tension et courant dans la charge. L'alimentation est assemblée sur un double amplificateur opérationnel largement utilisé (KR140UD20A) et un transistor de puissance VT1. De plus, le circuit dispose d'une protection de courant qui peut être ajustée sur une large plage. L'amplificateur opérationnel DA1.1 est un stabilisateur de tension et DA1.2 est utilisé pour fournir une protection de courant. Les microcircuits DA2, DA3 stabilisent l'alimentation du circuit de commande monté sur DA1, ce qui permet d'améliorer les paramètres de la source d'alimentation.

Le circuit de stabilisation de tension fonctionne comme suit. Le signal de retour de tension est supprimé de la sortie source (X2). Ce signal est comparé à la tension de référence provenant de la diode Zener VD1. Un signal de disparité (la différence entre ces tensions) est fourni à l'entrée de l'ampli opérationnel, qui est amplifié et envoyé à travers les résistances R10...R11 pour contrôler le transistor VT1.

Ainsi, la tension de sortie est maintenue à un niveau donné avec une précision déterminée par le gain de l'ampli opérationnel DA1.1. La tension de sortie requise est définie par la résistance R5. Pour que l'alimentation puisse régler la tension de sortie à plus de 15 V, le fil commun du circuit de commande est connecté à la borne « + » (XI). Dans ce cas, pour ouvrir complètement le transistor de puissance (VT1) à la sortie de l'ampli-op, une petite tension sera nécessaire (basée sur VT1 ibe = +1,2 V). Cette conception du circuit vous permet de réaliser des alimentations pour n'importe quelle tension, limitée uniquement par la valeur admissible de la tension collecteur-émetteur (UK3) pour un type spécifique de transistor de puissance (pour KT827A maximum UK3 = 80 V).

Dans ce circuit, le transistor de puissance est composite et peut donc avoir un gain compris entre 750... 1700, ce qui permet de le contrôler avec un faible courant - directement à partir de la sortie de l'ampli opérationnel DA1.1, ce qui réduit le nombre d'éléments requis et simplifie le circuit.

Le circuit de protection de courant est assemblé sur l'ampli-op DA1.2. Lorsque le courant circule dans la charge, une tension est libérée aux bornes de la résistance R12, qui est appliquée via la résistance R6 au point de connexion R4, R8, où elle est comparée au niveau de référence. Tant que cette différence est négative (ce qui dépend du courant dans la charge et de la valeur de la résistance R12), cette partie du circuit n'affecte pas le fonctionnement du stabilisateur de tension. Dès que la tension au point spécifié devient positive, une tension négative apparaîtra à la sortie de l'ampli-op DAL2, qui, via la diode VD12, réduira la tension à la base du transistor de puissance VT1, limitant ainsi le courant de sortie. .

Le niveau de limitation du courant de sortie est ajusté à l'aide de la résistance R6. Des diodes connectées en parallèle aux entrées des amplificateurs opérationnels (VD3...VD6) protègent le microcircuit des dommages s'il est allumé sans retour via le transistor VT1 ou si le transistor de puissance est endommagé. En mode de fonctionnement, la tension aux entrées de l'ampli-op est proche de zéro et les diodes n'affectent pas le fonctionnement de l'appareil. Le condensateur SZ installé dans le circuit de rétroaction négative limite la bande de fréquences amplifiées, ce qui augmente la stabilité du circuit, empêchant ainsi l'auto-excitation.

En utilisant les éléments indiqués dans les schémas, ces alimentations permettent d'obtenir une tension stabilisée en sortie jusqu'à 50 V à un courant de 1...5 A.

Le transistor de puissance est installé sur un radiateur dont la surface dépend du courant de charge et de la tension UK3. Pour un fonctionnement normal du stabilisateur, cette tension doit être d'au moins 3 V

Lors de l'assemblage du circuit, les pièces suivantes ont été utilisées : résistances d'ajustement R5 et R6 de type SPZ-19a ; résistances fixes R12 type C5-16MV pour une puissance d'au moins 5 W (la puissance dépend du courant dans la charge), le reste provient des séries MJ1T et C2-23 de condensateurs de puissance appropriés CI, C2, SZ type K10-17 , condensateurs polaires à oxyde C4... C9 type K50-35 (K50-32). La puce d'amplificateur opérationnel double DA1 peut être remplacée par un tsA747 analogique importé ou deux puces 140UD7 ; stabilisateurs de tension : DA2 sur 78L15, DA3 sur 79L15. Les paramètres du transformateur réseau T1 dépendent de la puissance requise fournie à la charge. Dans l'enroulement secondaire du transformateur, après redressement sur le condensateur C6, il convient de fournir une tension de 3...5 V supérieure à celle qu'il faut obtenir à la sortie du stabilisateur.

En conclusion, on peut noter que si la source d'alimentation est destinée à être utilisée dans une large plage de températures (~60...+100°C), des mesures supplémentaires doivent être prises pour obtenir de bonnes caractéristiques techniques. Il s'agit notamment d'augmenter la température. stabilité des tensions de référence. Cela peut être fait en sélectionnant les diodes Zener VD1, VD2 avec un TKN minimum, ainsi qu'en stabilisant le courant qui les traverse. Généralement, la stabilisation du courant traversant la diode Zener est effectuée à l'aide d'un transistor à effet de champ ou en utilisant un microcircuit supplémentaire fonctionnant. en mode de stabilisation du courant à travers la diode Zener. De plus, les diodes Zener offrent la meilleure stabilité thermique de tension à un certain point de leurs caractéristiques. Dans le passeport des diodes Zener de précision, cette valeur de courant est généralement indiquée et c'est précisément celle-ci qui doit être réglée à l'aide de résistances d'ajustement lors de la configuration de l'unité source de tension de référence, pour laquelle un milliampèremètre est temporairement connecté au circuit de diodes Zener.

Nous attirons votre attention sur une alimentation électrique de haute qualité, pratique et puissante. Pour alimenter certains appareils radio, une source d'alimentation avec des exigences accrues en termes de niveau d'ondulation de sortie minimale et de stabilité de tension est parfois requise. Pour les fournir, l'alimentation doit être réalisée à l'aide d'éléments discrets. Le circuit ci-dessus est universel et sur sa base, vous pouvez créer une alimentation de haute qualité pour n'importe quelle tension et courant dans la charge.

Figure 1

L'alimentation est assemblée sur un double amplificateur opérationnel largement utilisé (KR140UD20A) et trois transistors de puissance VT1- VT 3 N - P - N - conductivité. Dans ce cas, le circuit dispose d'une protection de courant, réglable sur une large plage et qui doit fonctionner suffisamment rapidement pour éviter d'endommager la source elle-même en cas de court-circuit en sortie. L'amplificateur opérationnel DA1.1 est un stabilisateur de tension et DA1.2 est utilisé pour fournir une protection de courant. Les microcircuits DA2, DA3 stabilisent l'alimentation du circuit de commande monté sur DA1, ce qui permet d'améliorer les paramètres de la source d'alimentation. Le circuit de stabilisation de tension fonctionne comme suit. Le retour de tension est supprimé de la sortie source (X2). Ce signal est comparé à la tension de référence provenant de la diode Zener VD1. Un signal de discordance (la différence entre ces tensions) est fourni à l'entrée de l'ampli opérationnel, qui est amplifié et envoyé via R16-R17 pour contrôler les transistors VT1- Vermont 3. Ainsi, la tension de sortie est maintenue à un niveau donné avec une précision déterminée par le gain de l'ampli opérationnel DA1.1. La tension de sortie requise est réglée par les résistances R10- R. 15. Pour que la source d'alimentation puisse régler la tension de sortie à plus de 15 V, le fil commun du circuit de commande est connecté à la borne « + » (X1). Parallèlement, pour ouvrir complètement les transistors de puissance (VT1- Vermont 3) une petite tension sera nécessaire à la sortie de l'ampli-op (aux bases Ube = +1,2 V). Cette conception du circuit vous permet de réaliser des alimentations pour n'importe quelle tension, limitée uniquement par la valeur admissible de la tension collecteur-émetteur (Uke) pour un type spécifique de transistors de puissance (pour KT827A maximum Uke = 100 V, KT827B - 80 V ). Dans ce circuit, les transistors de puissance sont composites et peuvent donc avoir un gain compris entre 750 et 18 000, ce qui leur permet d'être contrôlés avec un faible courant - directement à partir de la sortie de l'ampli opérationnel DA1.1. Cela réduit le nombre d'éléments requis et simplifie le circuit. Le circuit de protection de courant est assemblé sur l'ampli-op DA1.2. Lorsque le courant circule dans la charge, une tension est libérée aux bornes de la résistance R5. Il est appliqué via la résistance R11 au point de connexion R9-R13, où il est comparé au niveau de référence. Tant que cette différence est négative (ce qui dépend du courant dans la charge et de la valeur de la résistance R5), cette partie du circuit n'affecte pas le fonctionnement du stabilisateur de tension. Dès que la tension au point spécifié devient positive, une tension négative apparaîtra à la sortie de l'ampli opérationnel DA1.2, qui, via la diode VD9, réduira la tension en fonction des transistors de puissance VT1- Vermont 3, limitant le courant de sortie. Le niveau de limitation du courant de sortie est ajusté à l'aide de la résistance R11. Des diodes connectées en parallèle aux entrées des amplificateurs opérationnels (VD5...VD8) protègent le microcircuit des dommages s'il est allumé sans retour via les transistors VT1- Vermont 3 ou si (un des) transistors de puissance est endommagé. En mode de fonctionnement, la tension aux entrées de l'ampli-op est proche de zéro et les diodes n'affectent pas le fonctionnement de l'appareil. Le condensateur C12 installé dans le circuit de contre-réaction limite la bande de fréquences amplifiées, ce qui augmente la stabilité du circuit en empêchant l'auto-excitation.

Lors de l'utilisation des éléments indiqués dans les schémas, ces alimentations permettent d'obtenir une tension stabilisée jusqu'à 50 V en sortie avec un courant allant jusqu'à 5 A. Des transistors de puissance sont installés sur un radiateur, la surface de qui dépend du courant de charge et de la tension Uke (au moins 1500 cm2). Pour un fonctionnement normal du stabilisateur, cette tension doit être d'au moins 3 V. R. 1-pour décharger les conteneurs après avoir coupé l'alimentation électrique.

La seconde moitié de l'alimentation est réalisée de la même manière sur la base de 3 transistors connectés en parallèle PNP - conductivité 2T825A (KT825G).

Figure 2

Lors du montage du circuit, en plus de ceux indiqués, vous pouvez utiliser : des diodes de redressement (pont de diodes), conçues pour un courant d'au moins 10A, tension supérieure à 200V (pour radiateurs), VD 5- VD 8-1 N 4148, VD 9- VD 10-any pour courant 1A, tension 100V, variable, résistances d'ajustement R. 11 (ultérieurement remplacé par un interrupteur à biscuit avec des résistances de limitation de courant installées et présélectionnées lors de la configuration), R. 10 et R15 type SP3-19a, SPO-0.5, etc. (le circuit utilise des fils multitours pour modifier en douceur la tension de sortie avec une précision de 0,1 V ; résistances fixes R2- R. 5 types S5-16MV (filaires ou importés) pour une puissance d'au moins 5 W (la puissance dépend du courant dans la charge), le reste est de la série MLT, BC, S2-23 de puissance correspondante. Les condensateurs C4, C5, C14 sont de préférence de haute qualité, par exemple en polypropylène (importé avec le marquage MKR). La puce d'amplificateur opérationnel double DA1 peut être remplacée par un mA747S analogique importé ou deux microcircuits K(R)140UD7 (selon le brochage, la carte de circuit imprimé correcte est requise) ; stabilisateurs de tension : DA2-DA3 - tout domestique, importé à +-15V (78 L 15,79L15, etc.). Film C12-type K10-17, C10-C11 (K73-17, etc.). Diodes Zener VD1, VD2 avec un minimum TKN - D818 (avec n'importe quelle lettre d'index). Les paramètres du transformateur réseau Tr1 dépendent de la puissance requise fournie à la charge (dans ce cas, OSM-0,4 kW). Dans l'enroulement secondaire du transformateur, après redressement, le condensateur C2 doit fournir une tension de 5 à 7 V supérieure à celle requise à la sortie du stabilisateur (41 V AC). Le puissant enroulement secondaire est enroulé en deux fils d'une section de 0,85 mm2 chacun, un seul fil doit avoir une section d'au moins 1,5 mm2. Comme Tr2 - toute puissance d'environ 20 W, comportant deux doubles enroulements 2x 17 V (chaque moitié de l'alimentation possède ses propres enroulements séparés avec un point commun pour alimenter les stabilisateurs) avec un courant de charge de 200 mA. Les transistors de sortie doivent être sélectionnés avec des paramètres similaires, à savoir : le gain. Pour ce faire, lors de la configuration, sélectionnez plutôt des résistances constantes R. 11- les multimètres se connectent aux résistances R2-R 4 situé sur le radiateur (vous pouvez vous relayer si vous n'avez pas assez de multimètres), connectez une charge, par exemple, avec un courant de 1 A et enregistrez les valeurs de chute de tension (DC) sur chacune des résistances, comparez-les, ils doivent être aussi proches que possible les uns des autres. Ami, s'il y a une différence significative dans une résistance, alors il est nécessaire de remplacer ce transistor par un autre et de répéter les mesures. Ce nombre de transistors puissants utilisés est dû au fait que la génération de chaleur à travers eux est répartie plus uniformément sous une charge importante, ce qui garantira la stabilité et la stabilité du fonctionnement de l'unité d'alimentation dans son ensemble, bien qu'un transistor soit assez résistant à fonctionnement dans des modes extrêmes. Lors de tests à un courant de 5A, deux transistors sur trois KT827A ont fui entre les EC (pas de panne, R. ke=9kom), apparemment en raison d’une forte dispersion des paramètres. Ampèremètre avec un courant de déviation totale de 5 ampères ou plus (avec un shunt si nécessaire).

Veuillez prendre en compte que si la charge se présente sous la forme d'une spirale (une puissante résistance filaire), elle chauffera avec le temps et, par conséquent, la résistance augmentera et le courant, au contraire, augmentera. diminuer, il est donc conseillé d'effectuer les mesures rapidement.

Désolé pour la mauvaise qualité du circuit imprimé réalisé à la main (les éléments du redresseur et du filtrage de puissance, les cartes de stabilisation de puissance +-15V ne sont pas indiqués, bien qu'en réalité ils se trouvent sur le même circuit imprimé.).

Figure 3

Les schémas sont présentés en tenant compte des erreurs commises dans l'original : Shelestov I.P. « Radioamateurs. Diagrammes utiles." Livre 3 - 2001 Il existe également un circuit imprimé utilisant l'indication « Mode de stabilisation du courant ou de la tension » sous forme de LED. La stabilisation de la tension sous charge est réalisée avec une précision de 0,001 mV. Il n'y a pas d'auto-excitation, malgré les fils relativement longs reliant les transistors de sortie à la carte (testés sur un oscilloscope S1-94). Les conducteurs de puissance doivent avoir une section d'au moins 1,5 mm2. En termes de facilité d'utilisation et d'esthétique de conception, vous pouvez utiliser avec succès des voltmètres numériques intégrés (voltampèremètres), comme cela a été fait sur l'un des canaux. Voltmètre DC (pointeur) - de préférence avec une classe de précision d'au moins 1,5%. En connectant les bornes plus et moins non régulées des ponts de diodes des deux bras, nous obtenons un point commun. Ou, pour plus de commodité pendant le fonctionnement, affichez ces bornes sur le panneau avant, et s'il est nécessaire d'utiliser l'alimentation avec un point commun, insérez une fiche court-circuitée dans ces bornes (prises).
Inconvénient : je n'ai pas prélevé de prises sur les enroulements secondaires (de puissance) (par exemple, à partir de 20 V) afin de réduire le dégagement de chaleur des radiateurs des transistors de sortie lors de l'utilisation d'une charge haute puissance, mais à une faible tension de sortie.
En conclusion, je voudrais noter que j'ai collecté pas mal de circuits de blocs d'alimentation (stabilisateurs de tension), de mon point de vue, ce circuit est le plus digne, pratique pour les radioamateurs, vous pouvez connecter un amplificateur de puissance à l'alimentation (pendant le processus de configuration) et en même temps évaluer la qualité de son son par rapport à une alimentation redressée standard (ordinaire).

Le stabilisateur proposé dispose d'une protection séparée contre les surintensités et les courts-circuits. En cas de court-circuit à la sortie du stabilisateur, le bloc de protection en VT3 se déclenche (Fig. 1). En cas de surintensité, la protection se déclenche sur VS1 et K1.

Figure 1. Circuit stabilisateur de tension

L'unité de protection électronique se déclenche lorsque le courant de charge crée une chute de tension aux bornes de la résistance R6 suffisante pour ouvrir le thyristor VS1, c'est-à-dire lorsque la différence de tension entre l'électrode de commande et la cathode du thyristor atteint environ 1 V. L'impulsion de tension négative résultante à travers la diode VD3 pénètre dans la base du transistor VT3 et la ferme pratiquement, et donc le transistor de commande VT1. Dans le même temps, la diode VD3 protège le transistor VT3 de la tension positive du circuit anodique du thyristor atteignant sa base.

Cependant, le système de protection électronique ne protège toujours pas complètement le transistor VT1 du claquage thermique par courant résiduel, surtout si le transistor a déjà chauffé pendant le fonctionnement ou si le bouton SB1 n'a pas été enfoncé depuis longtemps.

Pour éviter un claquage thermique du transistor VT1, un système de protection électromagnétique est utilisé, qui fonctionne quelques millisecondes (selon le relais K1 utilisé) après l'ouverture du thyristor VS1. Le relais K1 est alors activé. Ses contacts K1.1 ferment la base VT3 au conducteur négatif de l'alimentation, et les contacts K1.2 allument la LED HL2 - un indicateur d'action de protection. Après avoir éliminé la cause de la surcharge, il suffit d'appuyer brièvement sur le bouton SB1 pour restaurer le mode de fonctionnement précédent de l'alimentation sans déconnecter l'appareil du réseau.

Une tension constante de 40 V est fournie à l'entrée du stabilisateur depuis le redresseur. La tension de sortie stabilisée de 3 V à 30 V est réglée par la résistance R2. Le courant de charge maximum est de 2 A. Le courant de charge est contrôlé par la tête PA1 par la commutation SA1.

Les pièces stabilisatrices sont montées sur une planche en feuille de fibre de verre (Fig. 2 et 3) et sur le panneau avant du boîtier d'alimentation. Le transistor de régulation VT1 est installé sur le dissipateur thermique. Le transistor KT825A peut être remplacé par KT825B, G ; KT818V, G, VM, GM ; KT814G - à KT814V, B ; KT816B, V, G ; KT315V - à KT315G, D, E.

Fig.2. Carte de circuit imprimé - côté des conducteurs du circuit imprimé

Figure 3. Circuit imprimé - côté montage

Le thyristor KU202K est remplacé par KU201V...KU201L, KU202V...KU202N. Au lieu de la diode D220A (VD2), D219, D220, D223, KD102, KD103 avec n'importe quel indice de lettre conviennent, et à la place de la diode KD105B (VD3, VD4, VD5) - KD106A ou toute autre diode en silicium avec un courant direct de jusqu'à 300 mA et une tension inverse d'au moins 50 IN.

Résistance variable R2 - tout type avec caractéristique A. Relais K1 - RES48A (passeport RS4.590.206) ou autre avec deux groupes de contacts de commutation, fonctionnant à une tension ne dépassant pas 30 V.

La résistance R6 est réalisée sous la forme de plusieurs tours de fil de constantan, nichrome ou manganine enroulés autour du corps de la résistance MLT-1. Sa résistance est déterminée par la valeur du courant de fonctionnement, qui, à son tour, dépend de la tension sur l'électrode de commande du thyristor à laquelle il s'ouvre. Ainsi, par exemple, si nous prenons 2 A comme courant de fonctionnement maximum de la protection et que le thyristor s'ouvre à une tension sur l'électrode de commande d'environ 1 V, la résistance de la résistance R6 devrait être (selon la loi d'Ohm) proche de 0,5 Ohm. . Il est possible d'utiliser des résistances de type C5-16 de puissance appropriée.

Plus précisément, la résistance est ajustée à la limite de fonctionnement de protection sélectionnée dans cet ordre. Un ampèremètre et une résistance variable bobinée d'une résistance de 25...30 Ohms connectés en série sont connectés à la sortie du stabilisateur. La tension correspondante du redresseur est fournie à l'entrée du stabilisateur et, avec la résistance R2, la tension de sortie est réglée sur 10...15 V. Ensuite, à l'aide d'une résistance variable qui agit comme un équivalent de charge, un courant égal à 2 A est réglé sur l'ampèremètre, et en sélectionnant la résistance de la résistance R6, le système de protection est activé.

Dans la pratique de la radio amateur, il existe souvent des circonstances où il est nécessaire de protéger non seulement le stabilisateur de tension lui-même, mais également l'appareil alimenté par celui-ci contre les surcharges avec des courants de valeur inférieure, par exemple 50 ou 100 mA. Dans ce cas, il est souhaitable de disposer d'un système de protection étagée, réalisé par exemple selon le schéma illustré à la Fig. 4. Ici, la résistance R6.1 du premier étage, conçue pour un courant de protection minimum de 50 mA, est connectée en permanence au stabilisateur, et en parallèle, l'interrupteur SA2 connecte les résistances R6.2...R6.5 de quatre autres étages : 100 mA, 500 mA, 1 A et 2 A.

Figure 4. Système de protection étagé

Les résistances indiquées sur le schéma sont approximatives. Plus précisément, ils ne peuvent être calculés qu'en connaissant la tension d'ouverture du thyristor fonctionnant dans le stabilisateur. Vous pouvez mesurer cette tension comme ceci. Réglez le moteur de la résistance variable R2 sur la position la plus basse (selon le schéma) et connectez-y l'électrode de commande du thyristor en la dessoudant depuis la borne droite (selon le schéma) de la résistance R6.1. Mettez ensuite sous tension et augmentez lentement la tension au niveau de l'électrode de commande du thyristor avec la résistance R2. Au moment où le thyristor s'ouvre, comme l'indique la LED, mesurez cette tension avec un voltmètre.

Les résistances R6.2...R6.5 sont montées directement sur les contacts de l'interrupteur SA2. Les résistances RS1 et R12 sont sélectionnées spécifiquement pour l'appareil de mesure existant.

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Stabilisateurs de transistor avec protection contre les surcharges (théorie)

Alimentations

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Il semble que tout ait été écrit sur les stabilisateurs de tension continue. Néanmoins, le développement d'un stabilisateur fiable et pas trop complexe (pas plus de trois ou quatre transistors), notamment avec un courant de charge accru, est une tâche assez sérieuse, car l'une des premières places est l'exigence d'une protection fiable des transistors de commande. de la surcharge. Dans ce cas, il est souhaitable qu'après avoir éliminé la cause de la surcharge, le fonctionnement normal du stabilisateur soit automatiquement rétabli. La volonté de répondre à ces exigences conduit souvent à une complication importante du circuit stabilisateur et à une diminution notable de son efficacité. L'auteur de cet article tente, selon lui, de trouver la solution optimale.

Avant de rechercher la solution optimale, analysons les caractéristiques de charge Uout = f(Iout) des stabilisateurs de tension réalisés selon les circuits les plus courants. Pour le stabilisateur décrit dans, en cas de surcharge, la tension de sortie Uout tombe rapidement à zéro. Cependant, le courant ne diminue pas et peut suffire à endommager la charge, et la puissance dissipée par le transistor de commande dépasse parfois la limite admissible. Ce stabilisateur est équipé d'une protection contre la gâchette. En cas de surcharge, non seulement la tension de sortie diminue, mais aussi le courant. Cependant, la protection n'est pas assez efficace, car elle ne fonctionne qu'après que la tension de sortie soit tombée en dessous de 1 V et, dans certaines conditions, n'élimine pas la surcharge thermique du transistor de commande. Pour remettre un tel stabilisateur en mode de fonctionnement, il est nécessaire d'éteindre presque complètement la charge, ce qui n'est pas toujours acceptable, notamment pour un stabilisateur faisant partie intégrante d'un dispositif plus complexe.

Protection du stabilisateur dont le schéma est présenté à la Fig. 1, se déclenche déjà avec une légère diminution de la tension de sortie provoquée par une surcharge. Les calibres des éléments du circuit sont donnés pour une tension de sortie de 12 V en deux versions : sans parenthèses si VD1 est D814B, et entre parenthèses s'il s'agit de KS139E. Une brève description du fonctionnement d'un tel stabilisateur est disponible dans.

Ses bons paramètres s'expliquent par le fait que tous les signaux nécessaires sont formés à partir d'une tension de sortie stabilisée et que les deux transistors (régulant VT1 et contrôlant VT2) fonctionnent en mode amplification de tension. Les caractéristiques de charge mesurées expérimentalement de ce stabilisateur sont présentées dans riz. 2(courbes 3 et 4).

Si la tension de sortie s'écarte de la valeur nominale, son incrément via la diode Zener VD1 est transmis presque entièrement à l'émetteur du transistor VT2. Si vous ne tenez pas compte de la résistance différentielle de la diode Zener, ΔUе ≈ ΔUout. C'est un signal de système d'exploitation négatif. Mais l’appareil a aussi un côté positif. Il est créé par une partie de l'incrément de tension de sortie fourni à la base du transistor via le diviseur de tension R2R3 :

Le retour total en mode stabilisation est négatif, le signal d'erreur est la valeur

qui en valeur absolue est plus grande, plus R3 est petit par rapport à R2. La réduction de ce rapport a un effet bénéfique sur le coefficient de stabilisation et la résistance de sortie du stabilisateur. Considérant que

La diode Zener VD1 doit être sélectionnée pour la tension de stabilisation de sortie maximale possible, mais inférieure.

Si vous remplacez la résistance R3 par deux diodes connectées dans le sens direct et connectées en série (comme proposé par exemple dans), les paramètres du stabilisateur s'amélioreront, puisque la place de R3 dans les expressions pour ΔUb et ΔUbe sera prise par la faible résistance différentielle des diodes ouvertes. Cependant, un tel remplacement entraîne certains problèmes lorsque le stabilisateur passe en mode protection. Nous y reviendrons ci-dessous, mais pour l'instant nous laisserons la résistance R3 au même endroit.

En mode stabilisation, la chute de tension aux bornes de la résistance R1 reste pratiquement inchangée. Le courant circulant à travers cette résistance est la somme du courant de la diode Zener VD1 et du courant de l'émetteur du transistor VT2, qui est presque égal au courant de base du transistor VT1. À mesure que la résistance de charge diminue, la dernière composante du courant circulant à travers R1 augmente et la première (courant de diode Zener) diminue jusqu'à zéro, après quoi l'augmentation de la tension de sortie n'est plus transmise à l'émetteur du transistor VT2 via le diode Zener. En conséquence, le circuit de rétroaction négative est rompu et la boucle de rétroaction positive, qui continue de fonctionner, entraîne une fermeture en avalanche des deux transistors et une coupure du courant de charge. Le courant de charge, au-dessus duquel la protection se déclenche, peut être estimé à l'aide de la formule

où h21e est le coefficient de transfert de courant par le transistor VT1. Malheureusement, h21e présente une grande dispersion d'une instance de transistor à l'autre, en fonction du courant et de la température. Par conséquent, la résistance R1 doit souvent être sélectionnée lors de la configuration. Dans un stabilisateur conçu pour un courant de charge élevé, la résistance R1 est faible. En conséquence, le courant traversant la diode Zener VD1 augmente tellement lorsque le courant de charge diminue qu'il est nécessaire d'utiliser une diode Zener de puissance accrue.

La présence dans les caractéristiques de charge (voir courbes 3 et 4 de la Fig. 2) de sections de transition relativement étendues entre les modes de fonctionnement et de protection (à noter que ces sections sont les plus lourdes du point de vue du régime thermique du transistor VT1) s'explique principalement par le fait que le développement du processus de commutation a été empêché par une rétroaction négative locale via la résistance R1. Plus la tension est basse

stabilisation de la diode Zener VD1, plus, toutes choses égales par ailleurs, la valeur de la résistance R1 est élevée et plus le passage du mode de fonctionnement au mode de protection du stabilisateur est « retardé ».

Cette conclusion, ainsi que la conclusion formulée précédemment sur l'opportunité d'utiliser une diode Zener VD1 avec la tension de stabilisation la plus élevée possible, est confirmée expérimentalement. La tension de sortie du stabilisateur selon le circuit illustré à la Fig. 1, avec une diode Zener D814B (Ust = 9 V), par rapport à une diode Zener KS139E similaire (UCT = 3,9 V), dépend nettement moins de la charge et passe plus « brusquement » en mode de protection en cas de surcharge.

Il est possible de réduire et même d'éliminer complètement la section de transition de la caractéristique de charge du stabilisateur en y ajoutant un transistor supplémentaire VT3, comme le montre la Fig. 3. En mode de fonctionnement, ce transistor est en saturation et n'a pratiquement aucun effet sur le fonctionnement du stabilisateur, ne détériorant que légèrement la stabilité de la température de la tension de sortie. Lorsque, à la suite d'une surcharge, le courant de la diode Zener VD1 tend vers zéro, le transistor VT3 passe à l'état actif puis se ferme, créant les conditions d'activation rapide de la protection. Dans ce cas, il n'y a pas de section de transition douce de la caractéristique de charge (voir courbe 1 sur la Fig. 2).

Les diodes VD2 et VD3 en mode de fonctionnement stabilisent la tension sur la base du transistor VT2, ce qui contribue à améliorer les paramètres de base du stabilisateur. Cependant, sans transistor VT3 supplémentaire, cela affecte négativement la protection, car cela affaiblit la composante positive du système d'exploitation. Le passage au mode de protection dans ce cas est très retardé et n'intervient qu'après que la tension de charge a diminué jusqu'à une valeur proche de celle supportée par les diodes VD2 et VD3 à base du transistor VT2 (voir courbe 2 sur la Fig. 2).

Les stabilisateurs considérés présentent un inconvénient important pour de nombreuses applications : ils restent dans un état de protection après avoir éliminé la cause de la surcharge, et souvent ne passent pas en mode de fonctionnement lorsque la tension d'alimentation est appliquée avec une charge connectée. Il existe différentes manières de les démarrer, par exemple en utilisant une résistance supplémentaire installée parallèlement à la section collecteur-émetteur du transistor VT1, ou (comme suggéré dans) en « alimentant » la base du transistor VT2. Le problème est résolu par un compromis entre la fiabilité du démarrage en charge et l'ampleur du courant de court-circuit, qui n'est pas toujours acceptable. Les variantes d'unités de lancement évoquées dans et sont plus efficaces, mais elles compliquent le stabilisateur dans son ensemble.

Une manière moins courante, mais intéressante, de retirer le stabilisateur du mode de protection est proposée dans. Cela réside dans le fait qu'un générateur d'impulsions spécialement conçu ouvre périodiquement de force le transistor de régulation, mettant le stabilisateur en mode de fonctionnement pendant un certain temps. Si la cause de la surcharge est éliminée, à la fin de la prochaine impulsion, la protection ne fonctionnera plus et le stabilisateur continuera à fonctionner normalement. La puissance moyenne dissipée par le transistor de commande lors d'une surcharge augmente légèrement.

Sur la fig. La figure 4 montre un schéma d'une des options possibles pour un stabilisateur fonctionnant sur ce principe. Il diffère de celui décrit par l'absence d'unité séparée - un générateur d'impulsions. En cas de surcharge, le stabilisateur passe en mode oscillatoire grâce à la boucle de rétroaction positive, qui est fermée via le condensateur C1. La résistance R3 limite le courant de charge du condensateur et R4 sert de charge de générateur lorsque la charge externe est fermée.

En l'absence de surcharge après application de la tension d'alimentation, le stabilisateur démarre grâce à la résistance R2. Étant donné que le condensateur C1 est shunté par une diode ouverte VD2 et des résistances R3-R5 connectées en série, les conditions d'auto-excitation ne sont pas remplies et le dispositif fonctionne de la même manière que celui évoqué précédemment (voir Fig. 1). Lors du passage du stabilisateur en mode protection, le condensateur C1 agit comme un booster, accélérant le développement du processus.

Le circuit équivalent du stabilisateur en mode protection est représenté sur la Fig. 5.

Lorsque la résistance de charge Rн est égale à zéro, la borne positive du condensateur C1 est connectée via la résistance R4 au fil commun (moins la source de tension d'entrée). La tension à laquelle le condensateur a été chargé en mode stabilisation est appliquée à la base du transistor VT2 en polarité négative et maintient le transistor fermé. Le condensateur est déchargé par le courant i1. courant à travers les résistances R3-R5 et la diode ouverte VD2. Lorsque la tension à la base de VT1 dépasse -0,7 V, la diode VD2 se fermera, mais la recharge du condensateur se poursuivra avec le courant i2 circulant dans la résistance R2. En atteignant une petite tension positive à la base du transistor VT2, ce dernier, et avec lui VT1, commenceront à s'ouvrir. En raison de la rétroaction positive à travers le condensateur C1, les deux transistors s'ouvriront complètement et resteront dans cet état pendant un certain temps ; le condensateur demi-onde ne sera pas chargé par le courant i3 presque jusqu'à la tension Uin. après quoi les transistors se fermeront et le cycle se répétera. Avec ceux indiqués sur le schéma de la Fig. 5 éléments, la durée des impulsions générées est de quelques millisecondes, la période de répétition est de 100...200 ms. L'amplitude des impulsions de courant de sortie en mode protection est approximativement égale au courant de fonctionnement de la protection. La valeur moyenne du courant de court-circuit mesurée avec un milliampèremètre à cadran est d'environ 30 mA.

À mesure que la résistance de charge RH augmente, il arrive un moment où, avec les transistors VT1 et VT2 ouverts, la rétroaction négative « l'emporte » sur la rétroaction positive et le générateur se transforme à nouveau en stabilisateur de tension. La valeur de RH à laquelle se produit un changement de mode dépend principalement de la résistance de la résistance R3. Si ses valeurs sont trop petites (inférieures à 5 Ohms), une hystérésis apparaît dans la caractéristique de charge, et avec une résistance R3 nulle, la stabilisation de tension n'est rétablie qu'avec une résistance de charge supérieure à 200 Ohms. Une augmentation excessive de la résistance R3 entraîne l'apparition d'une section de transition dans la caractéristique de charge.

L'amplitude des impulsions de polarité négative basées sur le transistor VT2 atteint 10 V, ce qui peut entraîner un claquage électrique de la section base-émetteur de ce transistor. Cependant, le claquage est réversible et son courant est limité par les résistances R1 et R3. Cela ne gêne pas le fonctionnement du générateur. Lors du choix du transistor VT2, il faut également tenir compte du fait que la tension appliquée à sa section collecteur-base atteint la somme des tensions d'entrée et de sortie du stabilisateur.

Dans les équipements en fonctionnement, la sortie du stabilisateur de tension est généralement shuntée par un condensateur (C2, représenté sur la figure 4 avec une ligne pointillée). Sa capacité ne doit pas dépasser 200 μF. La limitation est due au fait que lors d'une surcharge qui ne s'accompagne pas d'un court-circuit complet de la sortie, ce condensateur entre dans le circuit de rétroaction positive du générateur. En pratique, cela se traduit par le fait que le générateur « démarre » uniquement avec une surcharge importante et qu'une hystérésis apparaît dans la caractéristique de charge.

La résistance de la résistance R4 doit être telle que la chute de tension à ses bornes pendant l'impulsion soit suffisante pour ouvrir le transistor VT2 (≈1 V) et garantir que les conditions d'autogénération sont remplies à résistance de charge nulle. Malheureusement, en mode stabilisation, cette résistance ne fait que réduire l'efficacité de l'appareil.

Pour un fonctionnement précis de la protection, il est nécessaire que, quel que soit le courant de charge admissible, la tension d'entrée minimale (y compris l'ondulation) du stabilisateur reste suffisante pour son fonctionnement normal. Lors du test de tous les stabilisateurs évoqués ci-dessus avec une tension de sortie nominale de 12 V, la source d'alimentation était un redresseur à diode en pont de 14 V avec un condensateur de 10 000 μF en sortie. La tension d'ondulation à la sortie du redresseur, mesurée avec un millivoltmètre VZ 38, ne dépassait pas 0,6 V.

Si nécessaire, la nature impulsionnelle de la protection peut être utilisée pour indiquer l'état du stabilisateur, y compris le son. Dans ce dernier cas, en cas de surcharge, des clics se feront entendre à un rythme de répétition des impulsions.

Sur la fig. La figure 6 montre un schéma d'un stabilisateur plus complexe avec protection contre les impulsions, qui est en grande partie dépourvu des inconvénients évoqués dans la première partie de l'article (voir Fig. 4). Sa tension de sortie est de 12 V, sa résistance de sortie est de 0,08 Ohm, son coefficient de stabilisation est de 250, son courant de fonctionnement maximum est de 3 A, son seuil de protection est de 3,2 A, son courant de charge moyen en mode protection est de 60 mA. La présence d'un amplificateur sur le transistor VT2 permet, si nécessaire, d'augmenter significativement le courant de fonctionnement en remplaçant le transistor VT1 par un composite plus puissant.

La valeur de la résistance de limitation R4 peut aller de quelques dizaines d'ohms à 51 kOhms. La sortie du stabilisateur peut être contournée par un condensateur d'une capacité allant jusqu'à 1000 µF, ce qui entraîne cependant l'apparition d'une hystérésis dans la caractéristique de charge : à un seuil de protection de 3,2 A, la valeur mesurée du courant de retour en mode stabilisation est de 1,9 A.

Pour une commutation claire des modes, il est nécessaire qu'avec une diminution de la résistance de charge, le courant traversant la diode Zener VD3 s'arrête avant que le transistor VT2 n'entre en saturation. Par conséquent, la valeur de la résistance R1 est choisie de telle manière qu'avant. la protection fonctionne, une tension d'au moins 2... reste entre le collecteur et l'émetteur de ce transistor... 3 V. En mode protection, le transistor VT2 entre en saturation, de ce fait, l'amplitude des impulsions de courant de charge peut être de 1,2 ...1,5 fois supérieur au courant de fonctionnement de la protection. Il faut tenir compte du fait qu'avec une diminution significative de la résistance R1, la puissance dissipée par le transistor VT2 augmente considérablement.

La présence du condensateur C1 peut théoriquement conduire à une augmentation de l'ondulation de la tension de sortie du stabilisateur. Toutefois, cela n’a pas été observé dans la pratique.

La tension stabilisée de sortie est égale à la somme des chutes de tension sur les diodes VD1 et VD2, la section base-émetteur du transistor VT4 et la tension de stabilisation de la diode Zener VD3 moins la chute de tension sur la section base-émetteur du transistor VT3. - environ 1,4 V de plus que la tension de stabilisation de la diode Zener. Le courant de déclenchement de protection est calculé à l'aide de la formule

Grâce à l'amplificateur supplémentaire sur le transistor VT2, le courant circulant dans la résistance R3 est relativement faible, même avec des courants de charge calculés importants. Ceci, d'une part, améliore l'efficacité du stabilisateur, mais d'autre part, cela oblige à utiliser une diode Zener capable de fonctionner à faibles courants comme le VD3. Le courant de stabilisation minimum de la diode Zener KS211Zh indiqué dans le schéma (voir Fig. 6) est de 0,5 mA.

Un tel stabilisateur, en plus de sa destination, peut servir de limiteur de décharge de batterie. Pour ce faire, la tension de sortie est réglée de telle sorte que si la tension de la batterie est inférieure à la valeur admissible, la protection fonctionnera, empêchant une décharge supplémentaire. Dans ce cas, il convient d'augmenter la valeur de la résistance R6 à 10 kOhm. De ce fait, le courant consommé par l'appareil en mode fonctionnement passera de 12 à 2,5 mA. Il convient de garder à l'esprit qu'au moment de déclencher la protection, ce courant augmente jusqu'à environ 60 mA, mais avec le démarrage du générateur d'impulsions, la valeur moyenne du courant de décharge de la batterie chute à 4...6 mA.

En utilisant le principe considéré de la protection contre les impulsions, il est possible de construire non seulement des stabilisateurs de tension, mais également des « fusibles » électroniques auto-réparateurs installés entre la source d'alimentation et la charge. Contrairement aux fusibles, ces fusibles peuvent être utilisés à plusieurs reprises sans se soucier de leur restauration après avoir éliminé la cause du déclenchement.

Le fusible électronique doit résister aux défauts à court et à long terme, à pleine ou partielle charge. Ce dernier cas se produit souvent avec de longs fils de connexion, dont la résistance constitue une partie notable de la charge utile. Ce cas est le plus grave pour l'élément de commutation du fusible.

Sur la fig. La figure 7 montre un schéma d'un simple fusible électronique à réarmement automatique avec protection contre les impulsions. Le principe de son fonctionnement est proche du stabilisateur de tension décrit ci-dessus (voir Fig. 4), mais avant le déclenchement de la protection, les transistors VT1 et VT2 sont dans un état de saturation et la tension de sortie est quasiment égale à l'entrée.

Si le courant de charge dépasse la valeur admissible, le transistor VT1 sort de saturation et la tension de sortie commence à diminuer. Son incrément à travers le condensateur C1 va à la base du transistor VT2, fermant ce dernier, et avec lui VT1. La tension de sortie diminue encore plus et, à la suite d'un processus semblable à une avalanche, les transistors VT1 et VT2 sont complètement fermés. Après un certain temps, en fonction de la constante de temps du circuit R1C1, ils s'ouvriront à nouveau, cependant, si la surcharge persiste, ils se refermeront. Ce cycle est répété jusqu'à ce que la surcharge soit éliminée.

La fréquence des impulsions générées est d'environ 20 Hz lorsque la charge est légèrement supérieure à la charge admissible, et de 200 Hz lorsqu'elle est complètement fermée. Le rapport cyclique des impulsions dans ce dernier cas est supérieur à 100. Lorsque la résistance de charge augmente jusqu'à une valeur acceptable, le transistor VT1 entrera en saturation et la génération d'impulsions s'arrêtera.

Le courant de déclenchement du "fusible" peut être approximativement déterminé par la formule

Le coefficient de 0,25, sélectionné expérimentalement, tient compte du fait qu'au moment du passage du transistor VT1 de la saturation au mode actif, son coefficient de transfert de courant est nettement inférieur au coefficient nominal. Le courant de fonctionnement de la protection mesuré à une tension d'entrée de 12 V est de 0,35 A, l'amplitude des impulsions de courant de charge lorsqu'elle est fermée est de 1,3 A. L'hystérésis (la différence entre les courants de fonctionnement de la protection et le rétablissement du mode de fonctionnement) n'a pas été détecté. Si nécessaire, vous pouvez connecter des condensateurs de blocage d'une capacité totale ne dépassant pas 200 μF à la sortie du « fusible », ce qui augmentera le courant de fonctionnement à environ 0,5 A.

S'il est nécessaire de limiter l'amplitude des impulsions de courant de charge, une résistance de plusieurs dizaines d'ohms doit être incluse dans le circuit émetteur du transistor VT2 et la valeur de la résistance R3 doit être légèrement augmentée.

Si la charge n'est pas complètement fermée, une panne électrique de la section base-émetteur du transistor VT2 est possible. Cela a peu d'effet sur le fonctionnement du générateur, et ne présente pas de danger pour le transistor, puisque la charge accumulée dans le condensateur C1 avant claquage est relativement faible.

Les inconvénients du « fusible » assemblé selon le circuit considéré (Fig. 7) sont un faible rendement dû à la résistance R3 connectée en série au circuit de charge et au courant de base du transistor VT1, qui est indépendant de la charge. Ce dernier est également typique d'autres appareils similaires. Les deux raisons qui réduisent l'efficacité sont éliminées dans un « fusible » plus puissant avec un courant de charge maximum de 5 A, dont le circuit est illustré à la Fig. 8 . Son efficacité dépasse 90 % sur une plage de variations de courant de charge plus de dix fois supérieure. Le courant consommé sans charge est inférieur à 0,5 mA.

Pour réduire la chute de tension aux bornes du « fusible », un transistor au germanium est utilisé comme VT4. Lorsque le courant de charge est inférieur à celui autorisé, ce transistor est au bord de la saturation. Cet état est maintenu par une boucle de rétroaction négative qui, lorsque le transistor VT2 est ouvert et saturé, est formée par les transistors VT1 et VT3. La chute de tension dans la section collecteur-émetteur du transistor VT4 ne dépasse pas 0,5 V à un courant de charge de 1 A et 0,6 V à 5 A.

Lorsque le courant de charge est inférieur au courant de réponse de la protection, le transistor VT3 est en mode actif et la tension entre son collecteur et son émetteur est suffisante pour ouvrir le transistor VT6, ce qui assure l'état saturé du transistor VT2 et, in fine, l'état conducteur de l'interrupteur. VT4. Avec l'augmentation du courant de charge, le courant de base du VT3 sous l'influence d'une rétroaction négative augmente et la tension au niveau de son collecteur diminue jusqu'à ce que le transistor VT6 se ferme. A ce moment la protection se déclenche. Le courant de fonctionnement peut être estimé à l'aide de la formule

où Req est la résistance totale des résistances R4, R6 et R8 connectées en parallèle.

Le coefficient de 0,5, comme dans le cas précédent, est expérimental. Lorsque la charge est fermée, l'amplitude des impulsions de courant de sortie est environ deux fois supérieure au courant de fonctionnement de la protection.

Grâce à l'action de la boucle de rétroaction positive, qui se ferme via le condensateur C2, le transistor VT6, et avec lui VT2-VT4, sont complètement fermés et VT5 est ouvert. Les transistors restent dans les états indiqués jusqu'à ce que le condensateur C2 soit chargé par le courant circulant à travers la section base-émetteur du transistor VT5 et les résistances R7, R9, R11, R12. Étant donné que R12 a la plus grande valeur parmi les résistances répertoriées, il détermine la période de répétition des impulsions générées - environ 2,5 s.

Une fois la charge du condensateur C2 terminée, le transistor VT5 se fermera, VT6 et VT2-VT4 s'ouvriront. Le condensateur C2 se déchargera en 0,06 s environ à travers le transistor VT6, la diode VD1 et la résistance R11. Avec une charge fermée, le courant de collecteur du transistor VT4 atteint à ce moment 8...10 A. Ensuite, le cycle se répétera. Cependant, lors de la première impulsion après élimination de la surcharge, le transistor VT3 n'entrera pas en saturation et le « fusible » reviendra en mode de fonctionnement.

Il est intéressant de noter que pendant l'impulsion, le transistor VT6 ne s'ouvre pas complètement. Ceci est empêché par la boucle de rétroaction négative formée par les transistors VT2, VT3, VT6. Avec la valeur de la résistance R9 (51 kOhm) indiquée sur le schéma (Fig. 8), la tension au collecteur du transistor VT6 ne descend pas en dessous de 0,3 Uin.

La charge la plus défavorable pour un « fusible » est une lampe à incandescence puissante, dont la résistance d'un filament froid est plusieurs fois inférieure à celle d'un filament chauffé. Un test effectué avec une lampe de voiture 12 V 32+6 W a montré que 0,06 s pour le préchauffage est largement suffisant et que le « fusible », après l'avoir allumé, entre de manière fiable en mode de fonctionnement. Mais pour des lampes plus inertielles, il faudra peut-être augmenter la durée et la période de répétition des impulsions en installant un condensateur C2 de calibre supérieur (mais pas à oxyde).

Le rapport cyclique des impulsions générées à la suite d'un tel remplacement restera le même. Il n’a pas été choisi par hasard pour être égal à 40. Dans ce cas, tant au courant de charge maximal (5 A) que lorsque la sortie « fusible » est fermée, une puissance à peu près identique et sûre est dissipée sur le transistor VT4.

Le transistor GT806A peut être remplacé par un autre de la même série ou par un puissant transistor au germanium, par exemple P210, avec n'importe quelle lettre d'index. Si les transistors au germanium ne sont pas disponibles ou s'il est nécessaire de fonctionner à des températures élevées, vous pouvez également utiliser des transistors au silicium avec h21e>40, par exemple KT818 ou KT8101 avec n'importe quelle lettre, augmentant ainsi la valeur de la résistance R5 à 10 kOhm. Après un tel remplacement, la tension mesurée entre le collecteur et l'émetteur du transistor VT4 n'a pas dépassé 0,8 V pour un courant de charge de 5 A.

Lors de la fabrication d'un « fusible », le transistor VT4 doit être installé sur un dissipateur thermique, par exemple une plaque d'aluminium mesurant 80x50x5 mm. Un dissipateur thermique d'une superficie de 1,5...2 cm 2 est également nécessaire pour le transistor VT3.

Allumez l'appareil pour la première fois sans charge et vérifiez tout d'abord la tension entre le collecteur et l'émetteur du transistor VT4, qui doit être d'environ 0,5 V. Connectez ensuite une résistance variable bobinée avec une résistance de 10...20. Ohms et une puissance de 100 W en sortie via un ampèremètre. En réduisant progressivement sa résistance, passez l'appareil en mode protection. À l'aide d'un oscilloscope, assurez-vous que le changement de mode se produit sans processus transitoires prolongés et que les paramètres des impulsions générées correspondent à ceux indiqués ci-dessus. La valeur exacte du courant de fonctionnement de la protection peut être réglée en sélectionnant les résistances R4, R6, R8 (il est souhaitable que leurs valeurs restent les mêmes). Lorsque la charge est court-circuitée pendant une longue période, la température du boîtier du transistor VT4 ne doit pas dépasser sa valeur admissible.

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