Jævn opladning af kredsløbsfilterkondensatoren. Radiokredsløb elektriske kredsløbsdiagrammer

Kredsløbet er designet til at beskytte mod overspændingsopladningsstrøm, når en uladet kondensator er tilsluttet det indbyggede netværk. Enhver, der ikke har forsøgt at tilslutte en uopladet kondensator til et netværk uden en begrænsningsmodstand - det er bedre at lade være... Kontakterne vil som minimum brænde ud.

Når den afladede kapacitans er forbundet med netværket, aflades kapacitansen C1, T1 (n-MOS switch med lav kanalmodstand) er lukket. Kapacitet C2 (samme farad) oplades gennem lav-modstand R5. T2 åbner næsten øjeblikkeligt, jeg shunter C1 til jorden og T1-porten. Når potentialet for den negative terminal på C2 falder til under 1V (opladning til Ubattery - 1V), lukker T2, C1 oplades jævnt til ca. 9/10 Ubattery, åbner T1. Tidskonstanten R2C1 er stor nok til at strømspringet T1 (genopladning af C2 med +1V til Uakb) ikke overstiger den tilladte grænse for T1.

I fremtiden er den negative terminal C2 konstant kortsluttet til jord gennem T1, UAFHÆNGIGT AF STRØMENS RETNING T1 (både i fremadgående retning - fra afløb til kilde og i modsat retning). Der er ikke noget galt med at "vende" en OPEN MIS transistor. Når du vælger en ret velledende transistor, vil hele den omvendte strøm strømme gennem kanalen, og den indbyggede omvendte diode vil ikke åbne, da spændingsfaldet over kanalen er flere gange mindre end de 0,5-0,8 V, der kræves til åbning Forresten er der en hel klasse af MIS-enheder (den såkaldte FETKY), designet specielt til drift i modsat retning (synkrone ensrettere), deres indbyggede diode shuntes af en ekstra Schottky-effektdiode.

Beregning: for transistor IRF1010 (Rds=0,012 Ohm) opnås et spændingsfald på 0,5 Ohm kun med en kanalstrøm på 40A (P=20W). For fire sådanne transistorer parallelt og den samme udladningsstrøm på 40A, vil hver transistor sprede 0,012*(40/4)^2 = 1,2 W, dvs. de har ikke brug for radiatorer (især da 1,2W kun spredes, når det aktuelle forbrug ændres, men ikke konstant).

Til tæt installation (har du meget plads til en ekstra radiator?) - det er tilrådeligt at parallelle små transistorer (TO251, DIP4-pakke), der slet ikke leverer radiatorer, baseret på forholdet mellem strøm (effekt) forbrug af forstærkeren - Rds - maksimal effekttab. Da Pds max normalt er 1W (800mW for DIP4), er mængden n transistorer (med Rds hver) til en forstærker med udgangseffekt Pout skal være mindst n > 1/6 * Pout * sqrt(Rds) ved 12V strømforsyning (jeg har udeladt dimensionerne i formlen). Faktisk, under hensyntagen til den korte varighed af strømimpulser, n kan sikkert halveres i forhold til denne formel .

Opladningsmodstanden R5 er valgt ud fra et kompromis mellem termisk effekt og ladetid. Ved de angivne 22 Ohm er opladningstiden cirka 1 minut med et effekttab på 7 W. I stedet for R5 kan du tænde en 12V pære, for eksempel fra et blinklys. Modstande R1, R3 er sikkerhedsmodstande (afladningskondensatorer, når de er afbrudt fra netværket).

For at indikere tænding tilslutter vi en ekstra inverter (reducerende R2). Opmærksomhed! Kredsløbet er operationelt ved brug af npn transistorer T2, T3 med h21e > 200 (KT3102). Afhængigt af lysstyrken på LED'en skal du vælge R1 i området 200 Ohm - 1 kOhm.

Og her er en version af kredsløbet, hvor portkontakten styres af REMOTE-signalet (transistor OG). Når REMOTE ikke er tilsluttet eller slukket, er nøgletransistoren garanteret lukket. LED'er D3-D4 angiver opladning af C1, D5-D6 - nøglens åben tilstand.

Nøjagtig indikation af netværksspændingstærskelværdien leveres nemmest af TL431 (KR142EN19) IC i den typiske spændingskomparatortilstand (med en tilsvarende divider i indgangskredsløbet og en strømbegrænsende R i katodekredsløbet).

Kredsløbstab afhænger i høj grad af installationen. Det er nødvendigt at sikre en minimumsmodstand (og trådtykkelser svarende til strømmen) i strømkredsløbet (terminal + / C2 / T1 / terminal -). I amatørpraksis tror jeg, at det ikke er tilrådeligt at lave eksterne terminaler - det er bedre straks at lodde de korte AWG8-ledninger, der forbinder kredsløbet til forstærkerens klemrække.

En kondensator (hætte) er et lille "batteri", der oplades hurtigt, når der er spænding omkring det og hurtigt aflades tilbage, når der ikke er nok spænding til at holde en ladning.

Det vigtigste kendetegn ved en kondensator er dens kapacitet. Det er angivet med symbolet C, dens måleenhed er Farad. Jo større kapacitans, jo mere ladning kan kondensatoren holde ved en given spænding. Også end mere kapacitet, den mindre opladnings- og afladningshastighed.

Typiske værdier brugt i mikroelektronik: fra snesevis af picofarads (pF, pF = 0,000000000001 F) til snesevis af mikrofarads (μF, μF = 0,000001). De mest almindelige typer kondensatorer er keramiske og elektrolytiske. Keramiske er mindre i størrelse og har normalt en kapacitans på op til 1 µF; de er ligeglade med, hvilken af ​​kontakterne der bliver forbundet til plus og hvilke til minus. Elektrolytiske kondensatorer har kapacitanser fra 100 pF og de er polære: en specifik kontakt skal forbindes til den positive. Benet svarende til plus gøres længere.

En kondensator består af to plader adskilt af et dielektrisk lag. Pladerne akkumulerer ladning: den ene er positiv, den anden er negativ; derved skabes spænding indeni. Det isolerende dielektrikum forhindrer intern spænding i at blive til intern strøm, hvilket ville udligne pladerne.

Opladning og afladning

Overvej dette diagram:

Mens kontakten er i position 1, skabes spænding på kondensatoren - den oplades. Oplade Q på pladen på et bestemt tidspunkt beregnes ved formlen:

C- kapacitet, e- eksponent (konstant ≈ 2,71828), t- tid fra starten af ​​opladningen. Ladningen på den anden plade er altid nøjagtig den samme i værdi, men med det modsatte fortegn. Hvis modstanden R fjern, vil kun en lille modstand af ledningerne forblive (dette bliver værdien R), og opladning vil ske meget hurtigt.

Ved at plotte funktionen på en graf får vi følgende billede:

Som du kan se, vokser ladningen ikke ensartet, men omvendt eksponentielt. Dette skyldes det faktum, at efterhånden som ladningen akkumuleres, skaber den mere og mere omvendt spænding Vc, som "modstår" V ind.

Det hele ender med dette Vc bliver lige i værdi V ind og strømmen holder helt op med at flyde. På dette tidspunkt siges kondensatoren at have nået sit mætningspunkt (ligevægt). Ladningen når sit maksimum.

Idet vi husker Ohms lov, kan vi skildre afhængigheden af ​​strømmen i vores kredsløb, når vi oplader en kondensator.

Nu hvor systemet er i ligevægt, skal du sætte kontakten i position 2.

Kondensatorpladerne har ladninger af modsat fortegn, de skaber spænding - en strøm vises gennem belastningen (Load). Strømmen vil flyde i den modsatte retning sammenlignet med strømkildens retning. Afladning vil også ske på den modsatte måde: Først vil ladningen gå tabt hurtigt, derefter, med et fald i spændingen skabt af den, langsommere og langsommere. Hvis for Q 0 udpege den ladning, der var på kondensatoren oprindeligt, derefter:

Disse værdier på grafen ser således ud:

Igen, efter nogen tid vil systemet komme til en hviletilstand: al ladning vil gå tabt, spændingen forsvinder, og strømmen stopper.

Hvis du bruger kontakten igen, starter alt i en cirkel. Så kondensatoren gør ikke andet end at bryde kredsløbet, når spændingen er konstant; og "virker", når spændingen pludselig ændres. Denne egenskab bestemmer, hvornår og hvordan den bruges i praksis.

Anvendelse i praksis

Blandt de mest almindelige i mikroelektronik er følgende mønstre:

Backup kondensator (bypass cap) - for at reducere forsyningsspændingsbølger

Filterkondensator - for at adskille de konstante og skiftende spændingskomponenter, for at isolere signalet

Reserve kondensator

Mange kredsløb er designet til at give konstant, stabil effekt. For eksempel 5 V. Strømforsyningen forsyner dem med det. Men ideelle systemer eksisterer ikke, og i tilfælde af en pludselig ændring i enhedens strømforbrug, for eksempel når en komponent tændes, har strømkilden ikke tid til at "reagere" øjeblikkeligt og på kort sigt spændingsfald opstår. Derudover, i tilfælde, hvor ledningen fra strømkilden til kredsløbet er lang nok, begynder den at fungere som en antenne og også introducere uønsket støj i spændingsniveauet.

Typisk overstiger afvigelsen fra den ideelle spænding ikke en tusindedel af en volt, og dette fænomen er helt ubetydeligt, når det kommer til at drive for eksempel lysdioder eller en elmotor. Men i logiske kredsløb, hvor omskiftningen af ​​logisk nul og logisk et sker baseret på ændringer i små spændinger, kan strømforsyningsstøj forveksles med et signal, hvilket vil føre til forkert omskiftning, hvilket ligesom en dominoeffekt vil sætte systemet i en uforudsigelig tilstand.

For at forhindre sådanne fejl er en backup-kondensator placeret direkte foran kredsløbet

I de øjeblikke, hvor spændingen er fuld, oplades kondensatoren til mætning og bliver en reserveladning. Så snart spændingsniveauet på linjen falder, fungerer backupkondensatoren som et hurtigt batteri, der frigiver den tidligere akkumulerede ladning for at udfylde hullet, indtil situationen vender tilbage til normalen. Sådan bistand til hovedstrømkilden forekommer et stort antal gange hvert sekund.

Hvis vi tænker fra et andet synspunkt: kondensatoren udvinder den vekslende komponent fra jævnspændingen og passerer den gennem sig selv, tager den fra strømledningen til jorden. Dette er grunden til, at backup-kondensatoren også kaldes "bypass-kondensator".

Som et resultat ser den udjævnede spænding således ud:

Typiske kondensatorer, der bruges til disse formål, er keramiske kondensatorer med en nominel værdi på 10 eller 100 nF. Store elektrolyseceller er dårligt egnede til denne rolle, fordi de er langsommere og vil ikke hurtigt kunne frigive deres ladning under disse forhold, hvor støjen er højfrekvent.

I én enhed kan backup-kondensatorer være til stede mange steder: foran hvert kredsløb, som er en uafhængig enhed. For eksempel har Arduino allerede backup-kondensatorer, der sikrer stabil drift af processoren, men før du tænder for den tilsluttede LCD-skærm, skal du installere din egen.

Filter kondensator

En filterkondensator bruges til at fjerne signalet fra sensoren, som sender det i form af en varierende spænding. Eksempler på sådanne sensorer er en mikrofon eller en aktiv Wi-Fi-antenne.

Lad os se på forbindelsesdiagrammet for en elektretmikrofon. Elektretmikrofonen er den mest almindelige og allestedsnærværende: dette er den type, der bruges i mobiltelefoner, computertilbehør og højttaleranlæg.

Mikrofonen kræver strøm for at fungere. I en tilstand af stilhed er dens modstand høj og beløber sig til titusinder af kiloohm. Når den udsættes for lyd, åbnes porten til den indbyggede felteffekttransistor, og mikrofonen mister sin indre modstand. Tabet og genopretningen af ​​modstand sker mange gange hvert sekund og svarer til lydbølgens fase.

Ved udgangen er vi kun interesserede i spændingen i de øjeblikke, hvor der er lyd. Hvis der ikke var nogen kondensator C, vil udgangen altid blive yderligere påvirket af den konstante forsyningsspænding. C blokerer denne konstante komponent og tillader kun afvigelser, som svarer til lyden, at passere igennem.

Den hørbare lyd, som er interessant for os, er i lavfrekvensområdet: 20 Hz - 20 kHz. For at isolere lydsignalet fra spændingen, og ikke den højfrekvente strømstøj, som C Der anvendes en langsom elektrolytisk kondensator med en nominel værdi på 10 µF. Hvis en hurtig kondensator, f.eks. 10 nF, blev brugt, ville ikke-lydsignaler passere igennem til udgangen.

Bemærk, at udgangssignalet leveres som en negativ spænding. Det vil sige, at når udgangen er forbundet til jord, vil der strømme strøm fra jorden til udgangen. Spidsspændingsværdier i tilfælde af en mikrofon er titusinder af millivolt. For at vende spændingen og øge dens værdi, output V ud normalt tilsluttet en operationsforstærker.

Tilslutning af kondensatorer

Hvis man sammenligner med tilslutningen af ​​modstande, ser beregningen af ​​kondensatorernes endelige værdi ud omvendt.

Når den er parallelkoblet, opsummeres den samlede kapacitans:

Ved serieforbundet beregnes den endelige kapacitet ved hjælp af formlen:

Hvis der kun er to kondensatorer, så med en serieforbindelse:

I det særlige tilfælde med to identiske kondensatorer er den samlede kapacitans af serieforbindelsen lig med halvdelen af ​​kapacitansen af ​​hver.

Begræns egenskaber

Dokumentationen for hver kondensator angiver den maksimalt tilladte spænding. Overskridelse kan føre til nedbrydning af dielektrikum og eksplosion af kondensatoren. For elektrolytiske kondensatorer skal polariteten overholdes. Ellers vil enten elektrolytten lække ud, eller der kommer en eksplosion igen.

Du har noget fedt fyrværkeri i gang. Så snart et par lysdioder bryder igennem, vil spændingen på LM317 springe til grænsen, og der kommer et stort brag.

1000 mikrofarad ved 450v = 80 Joule. I tilfælde af problemer tørrer kondensatoren så meget, at det ikke virker nok. Men der vil være problemer, da du sætter kondensatoren med absolut ingen reserve i et miljø, hvor selv 1kV kan fanges i en puls ved indgangen.

Råd - lav en normal pulsdriver. Og ikke denne cirkel af "dygtige hænder" uden galvanisk isolering og filtre.

Selvom vi betinget accepterer dette kredsløb som korrekt, skal du placere keramiske kondensatorer omkring LM317, så det ikke ringer.

Og ja, strømbegrænsning af en transistor udføres anderledes - i dit kredsløb vil det simpelthen eksplodere, fordi der i første omgang vil blive knyttet et netværk til E-K-krydset.

Og din divider vil anvende 236 volt til EB-krydset, hvilket også vil føre til en eksplosion af transistoren.

Efter flere afklaringer blev det endelig klart, hvad du vil opnå: en fælles strømkilde for flere kredsløb af lysdioder forbundet i serie. Du anså hovedproblemet for at være filterkondensatorens glatte opladningsenhed. Efter min mening er der flere meget mere kritiske steder i sådan en ordning. Men først om emnet for spørgsmålet.

1000 μF er en værdi, der er egnet til en belastningsstrøm på 0,5...3 ampere, og ikke titusinder af milliampere (22...50 μF er tilstrækkeligt der). Transistoren kan installeres, hvis du skal lave en jævn stigning i lysstyrken i 4...20 sekunder - men du har flere guirlander! Skal de virkelig starte i hele lejligheden på samme tid? Og om kontakterne - i stedet for de standard, der skifter ~220 volt kredsløbet, vil du skifte ~310 volt kredsløb ved at placere en kontakt mellem kondensatoren og guirlanden? Denne løsning ser i det mindste på en eller anden måde berettiget ud for et "smart hjem" (og selv da er ikke alt i det klart), men i en almindelig lejlighed er der ingen mening i at gøre dette. I den er det mere korrekt at installere for hver krans sin egen separate strømforsyning - og så er det meget mere rentabelt at bruge almindelige superbillige (og meget mere pålidelige!) bånd med parallel 12 volt LED'er, og ikke med hjemmelavede serie, hvor udbrændingen af ​​en diode helt fratager dig lys.
Et andet formål med den glatte opladningsenhed er at beskytte ensretterdioder mod gentagen overbelastning i det øjeblik, hvor kondensatoren tændes, når kondensatoren er helt afladet. Men dette problem kan løses fuldstændigt ved en meget enklere metode - i stedet for T1 og R1, R3 skal du indsætte en termistor med en modstand på flere titus af ohm, som falder, når den varmes op til 0,5...3 ohm, dette udføres i hundreder af millioner af computerstrømforsyninger, der fungerer pålideligt i årevis ved omtrent samme belastningsstrøm som din. Du kan få sådan en termistor fra enhver død computerstrømforsyning.

Og endelig om, hvad der ikke står i dit spørgsmål, men det fanger dit øje - om strømstabilisatoren på LM317, som absorberer overskydende netspænding. Faktum er, at en sådan stub kun er operationel i området fra 3 til 40 volt. Tolerancen for netspænding i et sundt bynet er 10 %, dvs. fra 198 til 242 volt. Det betyder, at hvis man har beregnet stubben ved den nedre grænse (og det gør man normalt), så vil spændingen ved stubben ved den øvre grænse gå ud over de tilladte 40 volt. Hvis du indstiller den til toppen af ​​området (dvs. 242), så vil spændingen på stubben ved den nedre grænse falde til under 3 volt, og den vil ikke længere stabilisere strømmen. Og jeg vil ikke sige noget om, hvad der vil ske med denne ordning i landdistrikterne, hvor udsving i netværksspændingen er meget bredere. Så et sådant kredsløb fungerer normalt kun med en stabil netværksspænding - men med et stabilt netværk er en stabilisator ikke nødvendig; den kan perfekt erstattes af en simpel modstand.

Lad os forbinde et kredsløb bestående af en uladet kondensator med en kapacitans C og en modstand med en modstand R til en strømkilde med en konstant spænding U (fig. 16-4).

Da kondensatoren i tændingsøjeblikket endnu ikke er opladet, er spændingen over den. Derfor er spændingsfaldet over modstanden R i kredsløbet i det indledende tidspunkt lig med U, og der opstår en strøm, styrken af hvilken

Ris. 16-4. Opladning af kondensatoren.

Passagen af ​​strømmen i ledsages af en gradvis akkumulering af ladning Q på kondensatoren, en spænding vises på den, og spændingsfaldet over modstanden R falder:

som følger af Kirchhoffs anden lov. Derfor er den nuværende styrke

falder, falder Q også, da strømmen i kredsløbet

Over tid fortsætter kondensatoren med at oplade, men ladningen Q og spændingen på den vokser langsommere og langsommere (fig. 16-5), og strømmen i kredsløbet falder gradvist i forhold til spændingsforskellen

Ris. 16-5. Graf over ændringer i strøm og spænding ved opladning af en kondensator.

Efter et tilstrækkeligt stort tidsinterval (teoretisk uendeligt langt) når spændingen på kondensatoren en værdi svarende til strømkildens spænding, og strømmen bliver lig med nul - opladningsprocessen for kondensatoren slutter.

Processen med at oplade en kondensator er længere, jo større modstanden er i kredsløbet R, som begrænser strømmen, og jo større er kapacitansen af ​​kondensatoren C, da der med en stor kapacitans skal akkumuleres en større ladning. Processens hastighed er karakteriseret ved kredsløbets tidskonstant

jo mere, jo langsommere er processen.

Kredsløbets tidskonstant har dimensionen tid, siden

Efter et tidsinterval fra det øjeblik, kredsløbet tændes, svarende til , når spændingen på kondensatoren cirka 63 % af strømkildespændingen, og efter intervallet kan opladningsprocessen for kondensatoren anses for afsluttet.

Spænding over kondensatoren ved opladning

dvs. den er lig med forskellen mellem strømkildens konstante spænding og den frie spænding, som falder over tid ifølge loven for en eksponentiel funktion fra værdien U til nul (fig. 16-5).

Kondensator ladestrøm

Strømmen fra startværdien aftager gradvist i henhold til eksponentialfunktionens lov (fig. 16-5).

b) Kondensatorafladning

Lad os nu overveje processen med at aflade kondensator C, som blev opladet fra strømkilden til spænding U gennem en modstand med modstand R (fig. 16-6, hvor kontakten flyttes fra position 1 til position 2).

Ris. 16-6. Afladning af en kondensator til en modstand.

Ris. 16-7. Graf over ændringer i strøm og spænding ved afladning af en kondensator.

I det første øjeblik vil der opstå en strøm i kredsløbet, og kondensatoren begynder at aflade, og spændingen over den vil falde. Når spændingen falder, vil strømmen i kredsløbet også falde (fig. 16-7). Efter et tidsinterval vil spændingen på kondensatoren og kredsløbsstrømmen falde til cirka 1% af de oprindelige værdier, og processen med at aflade kondensatoren kan betragtes som afsluttet.

Kondensatorspænding under afladning

dvs. den aftager i henhold til loven for eksponentialfunktionen (fig. 16-7).

Kondensatorafladningsstrøm

det vil sige, at den ligesom spændingen falder efter samme lov (fig. 6-7).

Al den energi, der lagres ved opladning af en kondensator i dens elektriske felt, frigives som varme i modstand R under afladning.

Det elektriske felt af en ladet kondensator, afbrudt fra strømkilden, kan ikke forblive uændret længe, ​​da kondensatorens dielektrikum og isoleringen mellem dens terminaler har en vis ledningsevne.

Afladningen af ​​en kondensator på grund af ufuldkommenhed af dielektrikum og isolering kaldes selvafladning. Tidskonstanten under selvafladning af en kondensator afhænger ikke af pladernes form og afstanden mellem dem.

Processerne med at oplade og aflade en kondensator kaldes transiente processer.

JB Castro-Miguens, Madrid

Når en skiftende strømkilde, for eksempel en computerstrømforsyning, er tændt, er ensretterens udjævningskondensator fuldstændig afladet. En indstrømning af ladestrøm, især i tilfælde, hvor kondensatorkapaciteten er stor, kan føre til drift af afbrydere eller endda til fejl i ensretterdioder.

Selvom kondensatorens ækvivalente seriemodstand og ledningernes modstand og induktans reducerer startstrømmen, kan spidsværdier nå op på snesevis af ampere. Disse overspændinger skal tages i betragtning, når du vælger ensretterdioder, men deres mest mærkbare effekt er på kondensatorens levetid. Et kredsløb, der giver dig mulighed for at begrænse strømstød, når det er tændt, er vist i figur 1.

Hvis den øjeblikkelige værdi af den ensrettede vekselspænding i netværket er mere end 14 V, tændes MOSFET-transistoren Q 1, hvilket resulterer i, at IGBT-transistoren Q 2 slukkes og kondensatoren er ikke opkrævet.

Hvis den ensrettede spænding er mindre end spændingen over kondensatoren plus 14 V (V 1 = V IN − V OUT ≤ 14 V), slukkes Q1, og Q 2 tændes gennem modstand R 3, der forbinder kondensatoren og belastningen (R LOAD) til ensretteren. Følgelig forbliver Q2 tændt, og Q1 holder op med at have nogen indflydelse på kredsløbets funktion.

I en stabil tilstand, når spændingen på kondensatoren er lig med den ensrettede vekselspænding, slukkes Q 1 og Q 2 tændes, og intet forhindrer kondensatoren i at oplade.

Strømbegrænseren giver dig mulighed for at supplere kredsløbet med overspændingsbeskyttelse. Hvis den ensrettede udgangsspænding overstiger 380 V, vil spændingen mellem referenceudgangen og anoden på IC 1 være større end dens interne referencespænding på 2.495 V, hvilket får anode-katodespændingen til at falde til ca. 2 V. Strøm i modstand R 3 vil strømme ind i katoden, og Q2 vil lukke.

Når den ensrettede netspænding er mindre end 380 V, er der stort set ingen katodestrøm fra TL431. Som følge heraf tændes Q2 via R3 og forbinder kondensatoren og R LOAD til fuldbølge-ensretteren (forudsat at V 1 = V IN − V OUT ≤ 14 V).

Effekten afgivet af kredsløbskomponenterne er meget lille. Ved en indgangsspænding på 230 V rms. og indlæse effekt op til 500 W, kan du bruge GP10NC60KD som Q 2.

• Faktisk sikrer kredsløbet tilslutningen af ​​filterkondensatorer, når forsyningsspændingen passerer gennem nul. Er det ikke nemmere at bruge en optosimistor (optorelæ) med en funktion, der tænder ved nulspænding? Med en stor kapacitans på filterkondensatorerne vil hverken dette kredsløb eller opto-relæet redde dig fra en startstrøm.
• Kredsløbet er selvfølgelig godt og ligner en af ​​dv/dt limiter-mulighederne beskrevet i "AN1542 Active Inrush Current Limiting Using MOSFETs." Appnoten "AN4606 Inrush-current limiter circuits (ICL) with Triacs and Thyristors" er også nyttigt. Kredsløbet i sig selv ville være meget mere nyttigt ikke fra overspændingsbeskyttelse, men fra kortslutningsbeskyttelse i belastningen. Derudover er der typer belastninger, som ikke bare kan afbrydes fra netværket. Det vil sige en stigning i netværksspændingen kan være mindre farligt end dets øjeblikkelige forsvinden. Måske er problemet med opladning af indgangskondensatorer typisk for alle SMPS med en effekt på 200 W eller mere. Et stort blomsterbed af løsninger kan ses i kredsløbene af svejseinvertere, frekvensomformere og andre teknologisk udstyr, hvor der på den ene eller anden måde er et højeffekt DC-link Kompleksiteten af ​​limiter-kredsløb (af en eller anden grund skriver de altid "soft start-kredsløb") bestemmes af udviklernes budget og fantasi Et lille hierarki: "folkeligt" betyder en modstand eller induktor, for lav effekt en termistor; efterfulgt af kredsløb svarende til dem, der er beskrevet i artiklen (ved hjælp af en tyristor eller transistor); derefter - kontrollerede ensrettere; Nå, helt i toppen er efter min mening effektfaktorkorrektorer (også en generel betegnelse for fuldt kontrollerede ensrettere eller ikke-isolerede DC/DC-omformere). Og angående ovenstående diagram. Foran mig er en strømforsyning, hvis input er 4000uF * 450V. Begrænseren er en 10W modstand, som er shuntet af en kraftig 60-amp starter. Beholdernes ladetid er omkring 12 sekunder. Det er klassisk indstillet af et RC-kredsløb i bunden af ​​transistoren, som skifter viklingen af ​​et laveffektrelæ og derefter tænder starteren. Så snart modstanden er forbigået, sendes et signal, der angiver ensretterens "Klar" tilstand, til styrekredsløbet gennem en optokobler. Ved at installere en tyristor eller IGBT i henhold til den beskrevne løsning (med en stor margin, da strømmen er ikke-sinusformet), vil det ikke være svært at organisere et styrekredsløb. I tilfælde af en tyristor, ved hjælp af den optimale mulighed - når netværket passerer gennem 0, som lllll skrev. Men her er problemet: det nuværende forbrug fra netværket ved fuld belastning er omkring 30 Ampere. Det betyder, at en "varmer" med en effekt på 50-100W vil blive tilføjet til kredsløbet. Dette handler selvfølgelig ikke om at spare energi :-). Men du kan ikke lade være med at spekulere på, om den elektromekaniske "bløde start" virkelig er så slem.
• Ordningen er fra serien “når der ikke er noget at lave, så...”. For lav effekt er emnet ikke relevant. Jeg har aldrig set limitere, men som praksis viser, går der ikke noget galt, og maskinerne virker ikke. For medium og høj effekt - det er forældet; nu kræver standarderne ikke længere strømbegrænsere, men effektfaktorkorrektorer. Ved brug af højkapacitetskondensatorer (f.eks. i ULF) bruges jævn opladning normalt gennem en strømbegrænsende modstand, som kortslutter et stykke tid efter tænding.
• Er dette ikke en startstrømbegrænser til belastninger med mellemstor effekt? AMC dit indlæg fra serien “når der ikke er noget at skrive og hænderne klør...”