Autogenerator type rc kredsløb, driftsprincip. Autogeneratorer type RC

I denne artikel vil vi se på RC-generatoren og princippet om dens drift, vi vil i detaljer overveje dens kredsløb, herunder operationsforstærkeren.

Beskrivelse og funktionsprincip

I forstærkertutorials har vi set, at en enkelt-trins transistorforstærker kan generere 180 o faseforskydning mellem dens udgangs- og indgangssignaler, når den er tilsluttet i en klasse A-type konfiguration.

For at oscillatoren kan oscillere i det uendelige, skal der tilvejebringes tilstrækkelig feedback af den korrekte fase, dvs. "positiv feedback", og en transistorforstærker bruges som et inverteringstrin for at nå dette mål.

I RC oscillator kredsløb indgangen forskydes 180 o gennem forstærkertrinnet og 180 o igen gennem det andet inverterende trin, hvilket giver os "180 o + 180 o = 360 o " faseforskydning, som faktisk er 0 o , hvilket giver os den nødvendige positive feedback. Med andre ord skal faseforskydningen af ​​feedbacksløjfen være lig med "0".

I modstand-kapacitans generator eller bare i generatoren R.C. vi udnytter det faktum, at der sker en faseforskydning mellem input til et RC-netværk og output fra samme netværk, for eksempel ved at bruge RC-elementer i feedback-grenen.

RC fasekredsløb

Diagrammet til venstre viser et modstand-kondensator-netværk, hvis udgangsspænding "fører" indgangsspændingen med en vinkel på mindre end 90 o. Et ideelt enkeltpolet RC-kredsløb vil producere nøjagtigt 90 o faseforskydning, og da oscillation kræver 180 o faseforskydning, vil designet RC generator Der skal bruges mindst to enkeltpolede.

Men i virkeligheden er det svært at opnå præcis 90° faseforskydning, så der bruges flere trin. Mængden af ​​faktisk faseforskydning i kredsløbet afhænger af værdierne af modstanden og kondensatoren, og den valgte oscillationsfrekvens med fasevinkel (Φ) er givet af:

Hvor: X C er kondensatorens kapacitans, R er modstanden af ​​modstanden, og ƒ er frekvensen.

I vores enkle eksempel ovenfor blev værdierne for R og C valgt, så udgangsspændingen ved den ønskede frekvens fører indgangsspændingen med en vinkel på omkring 60 o. Fasevinklen mellem hver efterfølgende RC-sektion øges derefter med yderligere 60 o, hvilket giver en faseforskel mellem input og output på 180 o (3 x 60 o), som vist i det følgende fasediagram.

Så kan vi ved at forbinde tre sådanne RC-netværk sammen i serie producere en fuld 180 o faseforskydning i kredsløbet ved en valgt frekvens, og dette danner grundlaget for en "faseforskydningsoscillator", ellers kaldet RC generator .

Vi ved, at i et forstærkerkredsløb, der bruger en bipolær transistor eller en op-amp, vil det producere en faseforskydning på 180 o mellem dens input og output. Hvis et tre-trins faseskift RC-netværk er forbundet mellem denne indgang og forstærkerens udgang, er den totale faseforskydning, der kræves for regenerativ feedback, 3 x 60 o + 180 o = 360 o, som vist nedenfor.

Tre RC-trin er kaskadekoblet for at opnå den nødvendige hældning for en stabil oscillationsfrekvens. Faseforskydningen af ​​feedbacksløjfen er -180 o, når faseforskydningen af ​​hvert trin er -60 o . Dette sker når ω = 2πƒ = 1,732 / RC(tan 60 o = 1,732). Derefter, for at opnå den nødvendige faseforskydning i RC-oscillatorkredsløbet, skal der anvendes flere RC-faseforskydningsnetværk, såsom kredsløbet nedenfor.

Grundlæggende kredsløb af RC Oscillator

Grundlag rc generator, også kendt som faseskift generator, genererer et sinusformet udgangssignal ved hjælp af regenerativ feedback opnået fra en modstand-kondensator-kombination. Denne regenerative feedback fra RC-netværket skyldes kondensatorens evne til at lagre elektrisk ladning (svarende til et LC-tankkredsløb).

Dette modstand-kondensator-feedback-netværk kan tilsluttes som vist ovenfor for at skabe et indledende faseskift (faseændringsnetværk) eller ombyttes for at skabe et forsinket faseskift (faseforsinkelsesnetværk), resultatet forbliver det samme som en sinusbølge. som kun forekommer ved en frekvens, hvor den totale faseforskydning er 360 o.

Ved at ændre en eller flere modstande eller kondensatorer i et faseforskydningsnetværk kan frekvensen ændres, og det sker typisk ved at holde modstandene ens og bruge en 3-cifret variabel kondensator.

Hvis alle modstande R og kondensatorer C i faseforskydningsnetværket er ens i værdi, bestemmes frekvensen af ​​oscillationer skabt af RC-oscillatoren som:

Hvor:
ƒ r - udgangsfrekvens i hertz
R - modstand i ohm
C - kapacitans i Farads
N er antallet af RC-trin, (N = 3)

Da modstand-kondensator-kombinationen ind RC oscillator kredsløb fungerer også som en dæmper, hvilket skaber total dæmpning -1 / 29. (Vo / Vi = β) i alle tre trin skal forstærkerens spændingsforstærkning være høj nok til at overvinde disse RC-tab. Derfor, i vores tre-trins RC-netværk ovenfor, skal forstærkerens forstærkning også være lig med eller større end 29.

Effekten af ​​forstærkerbelastningen på feedback-netværket påvirker oscillationsfrekvensen og kan forårsage, at generatorfrekvensen er 25 % højere end designfrekvensen. Feedback-netværket skal så drives fra en højimpedansudgangskilde og drives til en lavimpedansbelastning såsom en almindelig emittertransistorforstærker, men det er bedre at bruge en op-amp, da den opfylder disse betingelser perfekt.

RC Oscillator operationsforstærker

Ved brug som RC-oscillatorer, RC-oscillatorer med operationsforstærker er mere almindelige end deres bipolære transistormodstykker. Oscillatorkredsløbet består af en operationsforstærker med negativ forstærkning og et RC-netværk med tre sektioner, der genererer et 180 o faseskift. Faseforskydningsnetværket er forbundet fra op-forstærkerens udgang tilbage til dens "inverterende" input, som vist nedenfor.

Da feedbacken er forbundet til den inverterende indgang, er op-ampen derfor forbundet i sin "inverterende forstærker"-konfiguration, som producerer den nødvendige 180 o faseforskydning, mens RC-netværket producerer yderligere 180 o faseforskydning ved den nødvendige frekvens (180 o + 180 o O).

Selvom det er muligt at kaskade kun to enkeltpolede RC-trin for at opnå den nødvendige faseforskydning på 180 o (90 o + 90 o), er stabiliteten af ​​oscillatoren ved lave frekvenser normalt dårlig.

En af de vigtigste funktioner RC generator er dens frekvensstabilitet, som ligger i dens evne til at give et konstant frekvens sinusformet udgangssignal under varierende belastningsforhold. Ved at kaskadere tre eller endda fire RC-trin (4 x 45 o) kan generatorens stabilitet forbedres væsentligt.

Ofte brugt RC generatorer med fire trin, fordi kommercielt tilgængelige op-forstærkere kommer i fire-lags integrerede kredsløb, så det er relativt nemt at designe en fire-trins oscillator med en 45 o faseforskydning i forhold til hinanden.

RC generatorer er stabile og giver et velformet sinusformet output med en frekvens proportional med 1/RC, og derfor er et bredere frekvensområde muligt ved brug af en variabel kondensator. Imidlertid er RC-oscillatorer begrænset til frekvensapplikationer på grund af båndbreddebegrænsninger for at opnå det ønskede faseskift ved høje frekvenser.

I den næste lektion om oscillatorer vil vi se på en anden type RC generator, hedder brooscillatorer Wien, der bruger modstande og kondensatorer som et kredsløb til at skabe et lavfrekvent sinusbølgesignal.

Vi så på en af ​​de typer generatorer, der bruger et oscillerende kredsløb. Sådanne generatorer bruges hovedsageligt kun ved høje frekvenser, men for andelen af ​​produktion ved lavere frekvenser kan brugen af ​​en LC-generator være vanskelig. Hvorfor? Lad os huske formlen: frekvensen af ​​KC-generatoren beregnes af formlen

Det vil sige: For at reducere genereringsfrekvensen er det nødvendigt at øge kapacitansen af ​​masterkondensatoren og induktansen af ​​induktoren, og dette vil naturligvis medføre en forøgelse af størrelsen.
Derfor bruger de for at generere relativt lave frekvenser RC generatorer
funktionsprincippet, som vi vil overveje.

Kredsløb for den enkleste RC-generator(det kaldes også et kredsløb med en trefaset fasekæde), vist på figuren:

Diagrammet viser, at dette kun er en forstærker. Desuden er den dækket af positiv feedback (POF): dens input er forbundet til outputtet, og derfor er den konstant i selv-excitation. Og frekvensen af ​​RC-oscillatoren styres af den såkaldte faseskiftende kæde, som består af elementerne C1R1, C2R2, C3R3.
Ved at bruge en kæde af en modstand og en kondensator kan du opnå en faseforskydning på højst 90º. I virkeligheden viser skiftet sig at være tæt på 60º. For at opnå en faseforskydning på 180º skal der derfor installeres tre kæder. Fra udgangen af ​​det sidste RC-kredsløb leveres signalet til bunden af ​​transistoren.

Betjening begynder i det øjeblik, strømkilden tændes. Den resulterende kollektorstrømimpuls indeholder et bredt og kontinuerligt spektrum af frekvenser, som nødvendigvis vil indeholde den nødvendige genereringsfrekvens. I dette tilfælde vil oscillationerne af den frekvens, som faseskiftekredsløbet er indstillet til, blive udæmpede. Oscillationsfrekvensen bestemmes af formlen:

I dette tilfælde skal følgende betingelse være opfyldt:

R1=R2=R3=R
C1=C2=C3=C

Sådanne generatorer kan kun fungere ved en fast frekvens.

Ud over at bruge en faseskiftende kæde er der en anden, mere almindelig mulighed. Generatoren er også bygget på en transistorforstærker, men i stedet for en faseskiftende kæde bruges den såkaldte Wien-Robinson bro (efternavnet Vin staves med ét “H”!!). Sådan ser det ud:

Den venstre side af kredsløbet er et passivt RC-båndpasfilter, ved punkt A er udgangsspændingen fjernet.
Den højre side er som en frekvens-uafhængig divider.
Det er generelt accepteret, at R1=R2=R, C1=C2=C. Så vil resonansfrekvensen blive bestemt af følgende udtryk:

I dette tilfælde er forstærkningsmodulet maksimalt og lig med 1/3, og faseforskydningen er nul. Hvis dividerens forstærkning er lig med forstærkningen af ​​båndpasfilteret, vil spændingen mellem punkt A og B ved resonansfrekvensen være nul, og faseresponsen ved resonansfrekvensen springer fra -90º til +90º. Generelt skal følgende betingelse være opfyldt:

R3=2R4

Men der er kun et problem: alt dette kan kun overvejes under ideelle forhold. I virkeligheden er alt ikke så simpelt: den mindste afvigelse fra betingelsen R3 = 2R4 vil enten føre til et nedbrud i genereringen eller til mætning af forstærkeren. For at gøre det mere klart, lad os forbinde en Wien-bro til en op-amp:

Generelt vil det ikke være muligt at bruge dette skema på denne måde, da der under alle omstændigheder vil være en spredning i broparametrene. Derfor indføres der i stedet for modstand R4 en form for ikke-lineær eller kontrolleret modstand.
For eksempel en ikke-lineær modstand: styret modstand ved hjælp af transistorer. Eller du kan også erstatte modstand R4 med en mikro-power glødelampe, hvis dynamiske modstand stiger med stigende strømamplitude. Glødetråden har en ret stor termisk inerti, og ved frekvenser på flere hundrede hertz påvirker det praktisk talt ikke driften af ​​kredsløbet inden for en periode.

Generatorer med en Wien-bro har én god egenskab: Hvis R1 og R2 erstattes med en variabel variabel (men kun en dobbelt), så kan genereringsfrekvensen justeres inden for visse grænser.
Det er muligt at opdele kondensatorerne C1 og C2 i sektioner, så vil det være muligt at skifte intervaller og bruge en dobbelt variabel modstand R1R2 til jævnt at regulere frekvensen i områderne.

Et næsten praktisk kredsløb af en RC-oscillator med en Wien-bro er vist i figuren nedenfor:

Her: switch SA1 kan skifte rækkevidde, og dobbelt modstand R1 kan justere frekvensen. Forstærker DA2 tjener til at matche generatoren med belastningen.

R.C.selvoscillator med matchende trin og faseskiftende kredsløb

Den største fordel ved RC selvoscillatorer er evnen til at generere stabile lavfrekvente oscillationer (op til 20 kHz). Ulempen ved sådanne generatorer er, at de ikke er økonomiske sammenlignet med LC-selv-oscillatorer, da RC-selv-oscillatorer fungerer i en blød selv-excitationstilstand.

I RC-selvoscillatorer bruges RC-filtre til at opbygge et selektivt kredsløb.I den pågældende selvoscillator opbygges et positivt feedback-kredsløb ved sekventielt at forbinde flere RC-filtre.

Lad os overveje de processer, der forekommer i RC-filteret vist i figur 16, a. For klarhedens skyld vil vi forklare forklaringen ved hjælp af et vektordiagram (Figur 16, b). Når spændingen Uin påføres indgangen, løber strømmen i i kredsløbet. Denne strøm skaber et spændingsfald over kondensatoren U C og modstanden U R. Spænding U R er også udgangsspændingen Uout. Spænding Uout er i fase med strøm i, og spænding U C er forskudt i forhold til Uout med 90°. Spændingen ved kredsløbets indgang er lig med den geometriske sum af vektorerne Uout og U C og svarer til vektoren Uin. Vektorerne Uin og Uout forskydes i fase i forhold til hinanden med en vinkel j.

Figur 16 - Skematisk diagram af et RC-filter og et vektordiagram, der forklarer de processer, der forekommer i det.

Vinklen j kan øges ved at mindske kondensatorens kapacitans. Som det kan ses af diagram j<90°. Поэтому для выполнения баланса фаз необходимо последовательное включение нескольких фильтров. При этом главным условием является равенство сдвига фаз каждым из фильтров, в противном случае каждый из фильтров будет иметь свою резонансную частоту, отличную от других фильтров и колебания будут отсутствовать. На практике используют последовательное включение трех фазосдвигающих звеньев, каждое из которых дает сдвиг фазы 60°, или четырех звеньев, каждое из которых дает сдвиг фазы 45°. На рисунке 17 приведены две возможные трехзвенные фазосдвигающие цепи. Временные диаграммы напряжений на выходе каждого звена этих цепей приведены на рисунке 18.

Figur 17 - Skematiske diagrammer af faseskiftende kredsløb med tre led

Frekvensen af ​​genererede svingninger ved brug af disse kredsløb bestemmes af udtrykkene:

for diagrammet vist i figur 17, a

fg=0,065/R.C. (27)

Figur 18 - Tidsdiagrammer over spændinger ved udgangen af ​​faseskiftende kredsløbsforbindelser

for diagrammet vist i figur 17, b

fg=0,39/R.C. (28)

hvor R = R1 = R2 = R3 og C = C1 = C2 = C3

Filtrene i den betragtede generator udfører således flere funktioner på én gang: de bestemmer frekvensen af ​​de genererede svingninger, bestemmer formen på svingningerne og deltager i implementeringen af ​​fasebalance.

Kredsløbsdiagrammet for en RC-selvoscillator med et matchende trin og et faseskiftende kredsløb er vist i figur 19.

I denne generator er forstærkertrinnet samlet ved hjælp af transistor VT1. Forstærkerbelastningen er modstand R3. Den treledede faseskiftende kæde består af elementerne C4 C5 C6 og R4 R5 R6. Bruges et matchende trin til at matche den lave indgangsmodstand på transistoren VT1 med modstanden i faseskiftende kredsløb? udsender følger. Denne kaskade er samlet på transistor VT2 forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles kollektor. I mangel af denne kaskade vil den lave indgangsmodstand på VT1 omgå tilbagekoblingskredsløbet og reducere tilbagekoblingskoefficienten betydeligt, og dette

Figur 19 - Skematisk diagram af en RC-oscillator med et matchende trin og et faseskiftende kredsløb

vil føre til manglende overholdelse af amplitudebalancebetingelsen. Emitterfølgerbelastningen er modstand R9. Forspændingen tilføres transistorerne af spændingsdelere R1 R2 og R7 R8. Elementerne C1 R10 er et strømfilter. C2 C3 C7 er isolationskondensatorer. Feedbackkoefficienten for en sådan generator er 1/29, derfor skal forstærkerens forstærkning være Kus? 29 for at balancere amplituderne.

RC selvoscillator med fasebalancekredsløb

I generatorer med et lige antal forstærkningstrin er det ikke nødvendigt at bruge faseskiftende kredsløb i det positive feedback-kredsløb. For at isolere svingninger af den nødvendige frekvens i udgangsspændingen af ​​sådanne generatorer er et fire-terminalt netværk med frekvensselektive egenskaber (fasebalancekredsløb) inkluderet i feedbackkredsløbet. Kredsløbsdiagrammet for et sådant fire-terminal netværk er vist i figur 20.

For at generere oscillationer er det nødvendigt, at dette fire-terminal netværk ikke indfører et faseskift mellem indgangsspændingen Uin og udgangsspændingen Uout, dvs. jin skal være lig giver. Frekvensen, hvor j in = j out, bestemmes af udtrykket

Figur 20 - Skematisk diagram af en frekvensselektiv kvadripol

fg=1/2s ? R 1 C 1 R 2 C 2 (29)

Det er praktisk at vælge R 1 =R 2 =R, C 1 =C 2 =C, så vil udtryk 26 have formen

fg=1/2s R.C. (30)

Ved alle andre frekvenser vil der ske en faseforskydning, hvilket betyder, at ved disse frekvenser vil fasebalancebetingelsen ikke være opfyldt, og der vil ikke være svingninger ved disse frekvenser.

Feedbackkoefficienten vil i dette tilfælde være lig med 1/3, og derfor skal forstærkningen af ​​oscillatorforstærkeren være mindst 3 for at balancere amplituderne.

Kredsløbsdiagrammet for en RC selvoscillator med et fasebalancekredsløb er vist i figur 21.

Figur 21 - Skematisk diagram af en RC-oscillator med et fasebalancekredsløb

I denne generator er forstærkeren samlet på to forstærkningstrin samlet på transistorerne VT1 og VT2. Belastningen af ​​disse trin er modstande R3 og R5. Forspændingen tilføres transistorerne af en fast basisstrøm gennem modstande R2 og R4. Elementerne C1 R1 C2 R2 danner et fasebalancekredsløb i det positive feedback-kredsløb. Elementerne C4 C5 er isolationskondensatorer. R6 C3 power filterelementer. Amplitudebalancebetingelsen i dette kredsløb opfyldes af to forstærkningstrin, ved hjælp af hvilke der let opnås en forstærkning på 3. Fasebalance opnås ved at forbinde to transistorer i henhold til et kredsløb med fælles emitter (den samlede faseforskydning i denne kabinettet er 180°+180°=360°).

RC-oscillator med Wien-bro

Fordelen ved denne generator er evnen til at ændre frekvensen af ​​de genererede svingninger. Det elektriske kredsløbsdiagram for denne generator er vist i figur 22.

Figur 22 - Skematisk diagram af en RC-oscillator med en Wien-bro

I denne generator har forstærkeren også to forstærkningstrin samlet på transistorerne VT1 og VT2. Belastningen af ​​disse trin er modstande R4 og R9. Forspændingen tilføres modstandene gennem spændingsdelere R2 R3 og R7 R8.

Udgangsspændingen tilføres forstærkerindgangen gennem fasebalancekredsløbet C1 R1 C2 R3, som er en af ​​Wien-broens arme, den anden arm er dannet af elementerne R6 R5. Den anden gren er forbundet til forstærkerens udgang gennem en stor kondensator C5, på grund af hvilken kredsløbet R5 R6 ikke skaber en mærkbar faseforskydning. Sammen med positiv feedback introduceres negativ feedback dannet af elementerne R5 R10 C5 R6. Negativ feedback reducerer ved at reducere forstærkningen betydeligt de ikke-lineære forvrængninger af de genererede svingninger. Reduktion af forstærkningen fører ikke til ubalance i amplituderne, da en rigtig to-trins forstærker har en forstærkning meget større end 3. Derudover sørger elementerne R5 R10 for temperaturstabilisering af transistorernes driftspunkt. Justering af frekvensen af ​​genererede svingninger i den betragtede generator udføres ved samtidig justering af modstandene af modstande R1 R3, men det kan også udføres ved samtidig justering af kapacitanserne af kondensatorer C1 C2.

Brugen af ​​generatorer med oscillerende kredsløb (som f LC) at generere svingninger med frekvenser mindre end 15-20 kHz er vanskeligt og ubelejligt på grund af omfanget af kredsløbene. I øjeblikket er generatorer som f.eks R.C. hvor der anvendes selektive RC-filtre i stedet for et oscillerende kredsløb. Generator type R.C. kan generere meget stabile sinusformede svingninger i et relativt bredt frekvensområde fra fraktioner af en hertz til hundredvis af kilohertz. Derudover har de små dimensioner og vægt. De mest komplette fordele ved type generatorer R.C. vises i lavfrekvensområdet.

Blokdiagram af en sinusformet oscillationsgeneratortype R.C. vist i fig. 1.5.

Ris. 1.5

Forstærkeren er bygget efter et konventionelt resistivt kredsløb. For selv at excitere forstærkeren, dvs. at omdanne de oprindeligt forekommende svingninger til udæmpede, er det nødvendigt at påføre forstærkerens indgang en del af udgangsspændingen, der overstiger indgangsspændingen eller er lig med den i størrelse og falder sammen. med den i fase, med andre ord at dække forstærkeren med positiv feedback af tilstrækkelig dybde. Når forstærkerens udgang er direkte forbundet med dens indgang, sker der selvexcitation, men formen af ​​de genererede svingninger vil adskille sig skarpt fra sinusformet, da betingelserne for selvexcitering vil være opfyldt samtidigt for svingninger af mange frekvenser. For at opnå sinusformede svingninger er det nødvendigt, at disse betingelser kun opfyldes ved en specifik frekvens og overtrædes skarpt ved alle andre frekvenser.

Ris. 1.6

Dette problem løses vha faseskiftende kæde, som har flere links R.C. og tjener til at dreje fasen af ​​forstærkerens udgangsspænding med 180°. Faseændringen afhænger af antallet af links P og lige

På grund af det faktum, at et link R.C. skifter fase for vinkel< 90°, минимальное число звеньев фазовращающей цепочки P -- 3. I praktiske generatorkredsløb anvendes treleddet faseskiftende kæder normalt.

I fig. Figur 1.6 viser to varianter af sådanne kæder, kaldet henholdsvis "R-parallel" og "C-parallel". Frekvensen af ​​genererede sinusformede oscillationer for disse kredsløb under betingelsen R1 = R 2 = R 3 = R Og C t = C 2 = C3 = C beregnes ved hjælp af følgende formler: for kredsløbet i fig. 1.6, a:

for diagrammet i fig. 4.6, b:

For at sikre amplitudebalance skal forstærkerens forstærkning være lig med eller overstige den dæmpning, der indføres af faseforskydningskæden, gennem hvilken udgangsspændingen tilføres forstærkerens indgang.

Beregninger viser, at for ovenstående ordninger dæmpningen

Som følge heraf kan kredsløb, der anvender treleddet faseskiftende kæder med identiske led, generere sinusformede oscillationer med en frekvens f 0 kun hvis forstærkerens forstærkning overstiger 29.

I en faseskiftende kæde med identiske led har hvert efterfølgende led en shuntende effekt på det foregående. For at reducere shunteffekten af ​​leddene og reducere dæmpning i det faseskiftende feedbackkredsløb, såkaldte progressiv kæder. I dette tilfælde vælges modstanden af ​​modstanden for hvert efterfølgende led i tn gange modstanden af ​​det forrige link, og kapacitansen af ​​efterfølgende links falder med samme mængde:

Normalt værdien T ikke overstiger 4--5.

I fig. 1.7 viser et af de mulige kredsløb for en selvoscillator af typen R.C. med en faseskiftende kæde.

Ud fra synspunktet om at sikre fasebalanceforhold kunne en sådan generator bygges på en enkelt transistor (T2) med en fælles emitter. Men i dette tilfælde omgår tilbagekoblingskredsløbet modstanden R K forstærkertransistor og reducerer dens forstærkning, og transistorens lave indgangsmodstand øger kraftigt dæmpningen i feedbackkredsløbet. Derfor er det tilrådeligt at adskille udgangen af ​​faseskiftende kredsløb og indgangen på forstærkeren ved hjælp af en emitterfølger samlet på transistoren T1.

Driften af ​​selvgeneratoren begynder i det øjeblik, strømkilden tændes. Den resulterende kollektorstrømimpuls indeholder et bredt og kontinuerligt spektrum af frekvenser, som nødvendigvis inkluderer den nødvendige genereringsfrekvens. På grund af opfyldelsen af ​​selvexciteringsbetingelserne bliver svingningerne af denne frekvens udæmpede, mens svingningerne af alle andre frekvenser, for hvilke fasebalancebetingelsen ikke er opfyldt, hurtigt henfalder.

Autogeneratorer med faseskiftende kredsløb bruges normalt til at generere sinusformede svingninger med en fast frekvens. Dette skyldes vanskeligheden ved at tune frekvensen over et bredt område. Række autogeneratorer type R.C. er bygget lidt anderledes. Lad os overveje dette spørgsmål mere detaljeret.

Hvis forstærkeren drejer fasen af ​​indgangssignalet med 2? (for eksempel en forstærker med et lige antal trin), så når den er dækket af positiv feedback af tilstrækkelig dybde, kan den generere elektriske svingninger uden at tænde for et specielt faseskiftende kredsløb. For at isolere den nødvendige frekvens af sinusformede oscillationer fra hele spektret af frekvenser, der genereres af et sådant kredsløb, er det nødvendigt at sikre, at selvexciteringsbetingelserne kun er opfyldt for én frekvens. Til dette formål kan et serie-parallel selektivt kredsløb inkluderes i feedbackkredsløbet, hvis diagram er vist i fig. 1.8.

Ris. 1.7

Lad os bestemme egenskaberne for denne kæde, idet vi betragter den som en spændingsdeler.

Der er et åbenlyst forhold mellem udgangs- og indgangsspændingen

Spændingsoverførselskoefficienten for dette kredsløb

Ved kvasiresonansfrekvensen w 0 skal spændingsoverførselskoefficienten være lig med et reelt tal. Dette er kun muligt, hvis modstandene udtrykt ved den tilsvarende matematiske notation i tælleren og nævneren i den sidste formel er af samme karakter. Denne betingelse er kun opfyldt, hvis den reelle del af nævneren er lig med nul, dvs.

Derfor kvasi-resonans frekvensen

Hvad angår spændingsoverførselskoefficienten, er den ved kvasi-resonansfrekvensen lig med

Sætter værdien ind i denne formel

I betragtning af R1 = R 2 = R Og C 1 = C 2 = C, lad os finde de endelige værdier af f 0

Dæmpningen introduceret af det selektive kredsløb under overvejelse ved kvasi-resonansfrekvensen er lig med

Dette betyder, at den minimale forstærkning, ved hvilken amplitudebalancebetingelsen er opfyldt, også skal være lig med 3. Det er klart, at dette krav er ret nemt at opfylde. En rigtig transistorforstærker med to trin (det mindste lige tal), giver dig mulighed for at opnå en spændingsforstærkning meget højere end TIL O = 3. Derfor er det tilrådeligt, sammen med positiv feedback, at indføre negativ feedback i forstærkeren, hvilket, samtidig med at forstærkningen reduceres, samtidig reducerer mulige ikke-lineære forvrængninger af de genererede svingninger betydeligt. Det skematiske diagram af en sådan generator er vist i fig. 1.9.

Kredsløbsdiagram af en transistor RC-oscillator med frekvensjustering

Termistoren i transistoren T1's emitterkredsløb er designet til at stabilisere amplituden af ​​udgangsspændingen, når temperaturen ændres. Frekvensjustering udføres ved hjælp af et parret potentiometer R1R2.

I øjeblikket bruges diskrete elementer (transistorer) sjældent til at bygge generatorer. Oftest bruges forskellige typer integrerede kredsløb til disse formål. Kredsløb bygget på op-amps, multiplikatorer, komparatorer og timere er kendetegnet ved deres enkelhed, stabile parametre og alsidighed. Op-amp'ens fleksibilitet og alsidighed giver dig mulighed for at skabe generatorer af næsten alle typer med tilfredsstillende parametre med et minimum antal eksterne komponenter, men samtidig nemme at konfigurere og justere.

Driftsprincippet for sådanne generatorer er baseret på brugen af ​​faseskiftende eller resonanselementer i OS-kredsløb: Wien-bro, dobbelt T-formet bro, skiftende RC-kredsløb.

Der er andre måder at generere sinusformede oscillationer på, for eksempel ved at filtrere trekantede impulser eller udvinde den første harmoniske komponent af rektangulære impulser.

Afdelingen for intern og personalepolitik i Belgorod-regionen

regional autonom stat

professionel uddannelsesinstitution

"Belgorod Polytekniske Højskole"

MDK 01.02 Teknologi til installation og justering af elektronisk udstyr til den elektroniske del af CNC-maskiner

Emne: "Skemaer af en RC-generator med et "L"-formet filter og en "L"-formet bro, formålet med kredsløbselementerne. Princippet om drift, design og formål med en trigger, der fungerer i nøgle- og tælletilstande. »

Fuldført:

Elev af gruppe nr. 24ASU

Shekhovskoy Dmitry

Tjekket:

Rotaru T.A.

Belgorod, 2018

INTRODUKTION 3

RC generatorer.. 4

Udløsere.. 9

RS aftrækker. elleve

D-triggere.. 13

JK aftrækker. 14

T-udløser. 15

Prøvespørgsmål: 16

Liste over internetkilder: 18

INTRODUKTION

RC-generatorer bruges til at producere harmoniske svingninger af lave og infra-lave frekvenser (op til brøkdele af hertz). I sådanne generatorer er det muligt at opnå en frekvens på op til 10 MHz. Det skal bemærkes, at ved så lave frekvenser ville LC-oscillatorer være omfangsrige, og kvalitetsfaktoren ville være lavere end nødvendigt. Samtidig har RC-generatorer i lavfrekvensområdet mindre dimensioner, vægt og omkostninger end LC-generatorer.

Følgende bruges som aktive elementer:

- bipolære transistorer,

– felteffekttransistorer,

– Integreret op-amp.

RC-generatorer inkluderer et forstærkningselement (forstærker) og et feedback-link (FE).

RC generatorer

Der skelnes mellem følgende typer OS-links:

− L-formede OS links (fig. 1),

− Wien Bridge (fig. 2),

− dobbelt T-formet bro (fig. 3).

I figur 1.1, 1.2, 1.3 angiver symbolet "U 1" indgangsspændingen, og symbolet "U 2" angiver udgangsspændingen.

Fig.1.1. L-formede OS links

Fig.1.2. Bridge of Wine Fig.1.3. Dobbelt T-bro

RC generatorer med L-formet RC OS link

Fig.1.4. Skematisk diagram af en RC-generator med et L-formet RC OS-link

Som det er kendt, er U IN og U OUT i en enkelttrinsforstærker uden feedback forskudt i fase i forhold til hinanden med 180º. Hvis U OUT på denne forstærker tilføres dens indgang, opnås 100 % OOS.

For at opretholde fasebalancen (for at introducere PIC), skal U OUT, før den påføres forstærkerens input, skiftes i fase med 180º. Et sådant skift kan opnås ved hjælp af tre identiske RC-forbindelser (fig. 4), som hver ændrer fasen med 60º.

Ifølge beregninger sker fasebalance ved frekvens, og amplitudebalance sker ved forstærkning K≥29.

L-formede RC-kredsløb kan laves med et antal links større end 3 (normalt 4) - dette kan øge genereringsfrekvensen.

Derudover kan genereringsfrekvensen øges ved at ændre placeringen af ​​modstande og kondensatorer. For at ændre genereringsfrekvensen er det nødvendigt at ændre alle modstande R eller alle kapacitanser C samtidigt.

L-formede RC-oscillatorer fungerer typisk ved en fast frekvens eller over et smalt frekvensområde.

Et led i et L-formet RC-filter muliggør en faseforskydning af udgangsspændingen i forhold til indgangsspændingen i begrænsningstilfældet op til p/2, og ved konstruktion af harmoniske oscillationsgeneratorer tilsluttes som regel tre L-formede filtre i serie anvendes.

Dette sikrer muligheden for en faseforskydning af signalet i feedbackkredsløbet lig med p (p/3 i hvert filterled). Og for at sikre fasebalance bruges signalforstærkere, hvis udgangssignal er modfase til indgangen, dvs. – inverterende forstærkere. I dette tilfælde er der tilvejebragt en faseforskydning på p i forstærkeren og p i feedbackkanalen, hvilket gør det muligt at opnå en total faseforskydning af signalet lig med 2p og sikre den nødvendige fasebalance.

I dette tilfælde, for at bygge en generator, kan du bruge ethvert signalforstærkerkredsløb, der giver den nødvendige forstærkning K til at balancere amplituderne.

Wien-broen (fig. 1.5) er forbundet mellem op-amp-udgangen og dens ikke-inverterende input, hvorved der opnås PIC. I sådan en selvoscillator skal forstærkeren have K≈3, men i forstærkeren K>>3. Dette kan føre til store forvridninger. For at undgå dette indføres et miljøbeskyttelsessystem, som markant øger oscillatorens stabilitet.

Fig.1.5. Skematisk diagram af en RC-generator med en Wien-bro på en op-amp

Modstande R 3 , R 4 , R 5 forbinder udgangen til den ikke-inverterende indgang på op-amp. Modstande R4 og R5 bestemmer den nødvendige forstærkning, og termistor R3 stabiliserer amplituden og reducerer udgangsspændingsforvrængning.

I kredsløbsdiagrammet for en RC-oscillator med en asymmetrisk dobbelt T-formet bro (fig. 1.6) er udgangsspændingen betegnet "U"; emitter termisk stabiliseringskæde - "RC"; spændingsdeler - "Rg 1", "Rg 2".

Ris. 1.6. Skematisk diagram af en RC-oscillator

med asymmetrisk dobbelt T-bro

I dette oscillatorkredsløb K≈11. I en sådan selvoscillator er den dobbelte T-formede bro tændt som et OOS-kredsløb. Faseforskydningen mellem U IN og U OUT etableres, når betingelsen er opfyldt

; ; .

Oscillationsfrekvensen bestemmes af udtrykket.

Udløsere

En trigger (fra det engelske "trigger") er en digital enhed, der kun kan have to (0 eller 1) stabile tilstande. I dette tilfælde udføres overgangen fra en tilstand til en anden så hurtigt som muligt; i praksis bliver tidspunktet for overgangsprocesser normalt forsømt. Triggere er hovedelementet til at bygge forskellige lagerenheder. De kan bruges til at gemme information, men deres hukommelseskapacitet er ekstremt lille - en flip-flop kan gemme bits, individuelle koder eller signaler.

Baseret på hvordan information skrives til triggeren, er de opdelt i:

· asynkron - information registreres kontinuerligt og afhænger af de informationssignaler, der leveres til trigger-indgangen

· synkron - information registreres kun i nærværelse af et ekstra signal - synkronisering, faktisk - åbning af udløseren

I digitale kredsløb bruges følgende betegnelser for trigger-indgange:
S – separat input, der sætter triggeren til en enkelt tilstand (én ved Q (direkte output))
R - separat input, der sætter triggeren til nultilstand (nul ved Q (direkte output))
C – synkroniseringsindgang
D – informationsinput (information leveres til denne indgang for yderligere indtastning af triggeren)
T - tælle input

Baseret på deres funktionelle formål klassificeres triggere:

RS udløser

D-triggere

· T-triggere

JK aftrækker

RS aftrækker

RS aftrækker

Den enkleste type triggere, på grundlag af hvilke andre typer efterfølgende oprettes. Den kan bygges enten på logiske elementer 2OR-NOT (direkte input) eller 2AND-NOT (inverse input)

Ris. 2.1. RS aftrækker, konstruktionsdiagram og betegnelse. A – på OR-NOT elementer. B – på OG-IKKE elementer

I sig selv, på grund af deres meget lave støjimmunitet, bruges RS-triggere praktisk talt ikke i digital teknologi. En undtagelse er elimineringen af ​​påvirkningen af ​​kontaktraslen, der opstår ved skift af mekaniske kontakter. I dette tilfælde skal du bruge en vippekontakt (knap) med tre udgange, hvor en af ​​udgangene skiftevis er forbundet til de to andre. For at opnå en RS-flip-flop anvendes en D-flip-flop, hvis indgange D og C er kortsluttet til nul.

Driftsprincippet er vist i tidsdiagrammet:

Fig.2.2. Ordning til at eliminere indflydelsen af ​​kontakt raslen

Det første negative signal, der modtages ved -R-indgangen, sætter triggeren i "0"-tilstanden, og det første negative signal ved -S-indgangen kaster triggeren i den ene tilstand. Alle andre signaler, der er forårsaget af kontaktbounce, vil ikke længere kunne påvirke triggeren på nogen måde. Med dette afbrydertilslutningsdiagram vil dens øverste position svare til én ved udgangen af ​​udløseren, og den nederste position vil svare til nul.

RS-udløseren er asynkron, men der er tilfælde, hvor der er behov for at registrere (gemme) registrerede oplysninger. For at gøre dette skal du bruge en synkron (synkroniseret) RS-trigger, som i dette tilfælde består af to dele: en almindelig RS-trigger og et styrekredsløb.

Fig.2.3. Synkroniseret RS trigger

Med dette skema, så længe indgangen C = 0, er værdien af ​​de impulser, der ankommer til X1 og X2, ligegyldig, RS-udløseren er i "lagrings"-tilstand. Når C=1, aktiveres triggeren og går i optagetilstand.

D-triggere

Delay flip-flop, som bruges til at skabe skifteregistre og holderegistre, er en integreret del af enhver mikroprocessor.

Ris. 3.1. D flip-flop kredsløb

Den har to indgange - information og synkronisering. I tilstanden C=0 er triggeren stabil, og udgangssignalet afhænger ikke af de signaler, der ankommer til informationsinputtet. Når C = 1, vil informationen ved den direkte udgang nøjagtigt gentage den information, der er leveret til input D. Timingdiagrammet viser funktionsprincippet for D flip-flop

Fig.3.2. D-trigger. a) skematisk diagram b) timing diagram over arbejdet

JK aftrækker

Ifølge driftsprincippet svarer JK-flip-flop næsten fuldstændig til RS-flip-flop, men det var samtidig muligt at undgå den usikkerhed, der var forårsaget af den samtidige ankomst af to "enheder" til indgangen.

Ris. 4.1. Grafisk repræsentation af en JK flip-flop

Fig.4.2. JK flip-flop ved indgangen med 3I logik

I dette tilfælde skifter JK-flip-flop til tælle-flip-flop-tilstand. I praksis fører dette til, at når "enkelt" signaler modtages samtidigt ved indgangen, ændrer triggeren sin tilstand til det modsatte. Nedenfor er sandhedstabellen for JK flip-flop:

JK triggere er meget alsidige enheder, og deres alsidighed er dobbelt. På den ene side bruges disse triggere med succes til digitale enheder, så at sige, i deres rene form: i digitale tællere, registre, frekvensdelere osv. På den anden side er det meget nemt at få enhver ønsket type trigger fra en JK trigger ved at forbinde bestemte stifter. Nedenfor er et eksempel på at få en D-trigger fra den originale JK-trigger ved hjælp af en ekstra inverter

T-udløser

Et andet navn er at tælle flip-flops, på grundlag af hvilke binære tællere og frekvensdelere oprettes. Denne type trigger har kun én indgang. Princippet for dens funktion er, at når en puls ankommer til triggerens indgang, ændres dens tilstand til det modsatte; når en anden puls ankommer, vender den tilbage til sin oprindelige tilstand.

Ris. 5.1. Timingdiagram af frekvensdeler baseret på T-flip-flop

Ud fra det bliver det klart, hvorfor T-triggeren kaldes en frekvensdeler. Udløseren skifter i det øjeblik, hvor forkanten af ​​urimpulsen ankommer til indgangen. Som følge heraf er frekvensen, hvormed pulserne ved udgangen af ​​triggeren følger, 2 gange mindre end den oprindelige - frekvensen af ​​urimpulserne, der ankommer til indgangen. Hvis installationen af ​​en tælleudløser gør det muligt at opdele pulsfrekvensen i to, vil to serieforbundne triggere følgelig reducere denne frekvens med 4 gange.
Nedenfor er et eksempel på at opnå en T-flip-flop fra en JK-flip-flop:

Ris. 5.2. T-trigger baseret på JK-trigger

Kontrolspørgsmål:

Hvad bruges RC-generatorer til?

RC-generatorer bruges til at producere harmoniske svingninger af lave og infra-lave frekvenser (op til brøkdele af hertz)