Kredsløb af simple lavfrekvente generatorer. Radiokredsløb, elektriske kredsløb og principper Test af DTMF-generatorkredsløbet
Radio 1987, nr. 5
Multi-voice EMR'er med en tonegenerator har allerede vist sig at være pålidelige og praktiske enheder. Imidlertid er deres muligheder ofte ikke fuldt ud realiseret på grund af egenskaberne ved de generatorer, der bruges i dem. Som regel er tonegeneratoren bygget på basis af en meget stabil kvartsresonator eller RC-kredsløb. I dette tilfælde er elektronisk frekvensstyring enten udelukket eller ekstremt vanskelig.
Enheden beskrevet nedenfor er en spændingsstyret tonegenerator. Styresignalet fjernes fra forskellige shapers og EMR-kontroller. Disse kan være frekvens vibrato generatorer, envelope generatorer (til automatiske tuning ændringer), glissando (tuning glide) regulatorer med manuel eller fod (pedal) kontrol.
Generatorens funktioner inkluderer en høj driftsfrekvens. Brugen af et digitalt mikrokredsløb gjorde det muligt at implementere en relativt enkel og billig VCO med en driftsfrekvens på op til 7,5...8 MHz (fig. 1). For de fleste digitale tonegeneratorer med en ensartet tempereret musikskala, som sædvanligvis består af 12 identiske tællere med forskellige intervalkonverteringsfaktorer, kræves der en clock (drive) frekvens i området 1...4 MHz. Derfor skal generatorens karakteristika være sådan, at de giver den nødvendige linearitet inden for disse frekvensgrænser.
Princippet for driften af generatoren er baseret på dannelsen af impulser, justerbare i varighed, af to identiske spændingsstyrede former lukket i en ring. Faldet af en impuls ved udgangen af en shaper forårsager således fremkomsten af fronten af den næste impuls ved udgangen af en anden osv. Anordningens funktion er illustreret af timingdiagrammerne vist i fig. 2. Indtil moment t 0 er styrespændingen nul. Dette betyder, at der i punkterne A og B er etableret et signal med et logisk niveau på 0, da den strømmende indgangsstrøm af elementerne DD1.1 og DD1.2 (den overstiger ikke ca. 1,6 mA) er lukket til en fælles ledning gennem modstande R1 og R2 og en lille udgangsmodstand fra styrespændingskilden. Niveau 1 er aktivt på udgangen af inverterne DD1.1 og DD1.2 på dette tidspunkt, så RS-triggeren på elementerne DD1.3 og DD1.4 vil blive sat vilkårligt til en af de stabile tilstande. Lad os for en sikkerheds skyld antage, at det direkte (øverste i kredsløbet) output har et signal på 1, og det inverse output har et signal på 0.
Når en vis positiv spænding vises ved styreindgangen i øjeblikket t 0, vil der strømme strøm gennem modstande R1 og R2. I dette tilfælde vil spændingen i punkt A forblive tæt på nul, da strømmen løber gennem modstanden R1 til den fælles ledning gennem den lave modstand af dioden VD1 og udgangskredsløbet af element DD1.4. I punkt B vil spændingen stige, da diode VD2 er lukket på et højt niveau fra udgangen af element DD1.3. Strømmen gennem modstand R2 vil oplade kondensator C2 til 1,1 ... 1,4 V på en gang afhængigt af dens kapacitet, modstanden R2 og værdien af styrespændingen. Når U ynp stiger, stiger opladningshastigheden af kondensatoren, og den oplades til samme niveau på kortere tid.
Så snart spændingen i punkt B når koblingstærsklen for element DD1.2, vil dets output indstilles til niveau 0, hvilket vil skifte RS-triggeren. Nu vil den direkte udgang have et niveau på 0, og den omvendte udgang vil have et niveau på 1. Dette vil føre til en hurtig afladning af kondensator C2 og et fald i spændingen, og kondensator C1 vil begynde at oplade. Som et resultat vil udløseren skifte igen, og hele cyklussen gentages.
En stigning i styrespændingen (tidsperiode t 1 ...t 2, fig. 2) fører til en stigning i kondensatorernes ladestrøm og et fald i oscillationsperioden. Sådan styres generatorens oscillationsfrekvens. Den strømmende indgangsstrøm af TTL-elementerne føjes til strømmen af styrespændingskilden, hvilket gør det muligt at udvide grænserne for styresignalet, da med en høj modstand af modstande R1 og R2 kan genereringen opretholdes selv ved U ynp = 0. Denne strøm er dog karakteriseret ved temperaturustabilitet, hvilket påvirker stabiliteten af genereringsfrekvensen. Til en vis grad kan generatorens temperaturstabilitet øges ved at bruge kondensatorer C1 og C2 med positiv TKE, som vil kompensere for stigningen i den ukontrollerede strømmende indgangsstrøm af elementerne DD1.1 og DD1.2 med temperaturændringer.
Oscillationsperioden afhænger ikke kun af modstanden af modstande R1 og R2 og kapacitansen af kondensatorer C1 og C2, men også af mange andre faktorer, så en nøjagtig vurdering af perioden er vanskelig. Hvis vi forsømmer tidsforsinkelserne af signalerne i elementerne DD1.1-DD1.4 og tager værdien af deres logiske spænding 0, såvel som tærskelspændingen for dioderne VD1 og VD2 lig med nul, vil driften af generator kan beskrives ved udtrykket: T 0 =2t 0 =2RC*ln( (I e R+U kontrol)/(I e R+U kontrol -U sp)), opnået baseret på løsningen af differentialligningen:
dUc/dt = I e /C + (U kontrol -Uс)/(RC),
hvor R og C er klassificeringen af tidskredsløb; Uc - spænding på kondensator C; Usp - maksimal (tærskel) spændingsværdi Uc; U ynp - styrespænding; I e - gennemsnitsværdien af TTL-elementets indgangslækstrøm; t 0 - pulsvarighed; T 0 - svingningsperiode. Beregninger viser, at den første af disse formler meget nøjagtigt stemmer overens med de eksperimentelle data ved Uynp>=Usp, mens gennemsnitsværdierne blev valgt: I e = 1,4 mA; Usp = 1,2 V. Derudover kan vi ud fra analysen af den samme differentialligning komme til den konklusion, at
(I e R+U kontrol)/(I e R+U kontrol -Usp)>0,
dvs., hvis I e R/(I e R-Usp)>0, så er enheden operationel ved Uynp≥0; Denne konklusion bekræftes af eksperimentel afprøvning af enheden. Ikke desto mindre kan den største stabilitet og nøjagtighed af VCO-drift opnås med Ucontrol ≥ Usp = 1,2...1,4 V, dvs. inden for frekvensområdet 0,7...4 MHz.
Et praktisk tonegeneratorkredsløb for polyfonisk EMI eller EMC er vist i fig. 3. Driftsfrekvensgrænser (med U-styring ≥ 0,55...8 V) - 0,3...4,8 MHz. Styrekarakteristikkens ulinearitet (ved en frekvens inden for 0,3...4 MHz) overstiger ikke 5 %.
Indgang 1 modtager et signal fra envelope-generatoren for automatisk at styre lydfrekvensglidningen. Med en lille modulationsdybde (5...30% af tonen) opnås en efterligning af tonerne af lyden af en basguitar, samt andre plukkede og slagtøjsinstrumenter, hvor tonehøjden af intonation af lyde kl. tidspunktet for deres udvinding afviger lidt fra normen (stiger normalt brat under angrebet af lyden og falder derefter hurtigt til sin normale værdi).
Indgang 2 forsynes med en konstant styrespænding fra en manuel eller pedal glissando controller. Dette input bruges til at justere eller ændre (transponere) tonaliteten inden for to oktaver, samt til at glide langs tonehøjden af akkorder eller tonale lyde, der imiterer for eksempel klangen på en klarinet, trombone eller stemme.
Indgang 3 forsynes med et sinusformet, trekantet eller savtandssignal fra vibratogeneratoren. Variabel modstand R4 regulerer niveauet af vibrato inden for 0...+-0,5 toner, samt niveauet af frekvensafvigelse op til +-1 oktav eller mere, når kontakt SA1 er lukket. Med en høj modulationsfrekvens (5...11) Hz) og en dybde på +-0,5...1,5 oktaver mister tonale lyde deres musikalske kvaliteter og får karakter af et støjsignal, der minder om en sløv rumlen eller raslen af ventilatorblade. Ved en lav frekvens (0,1...1 Hz) og samme dybde opnås en meget farverig og udtryksfuld effekt, der ligner den "svævende" lyd fra en ukulele.
Signalet fra udgangen af tonegeneratoren skal føres til indgangen på en digital signalbehandler af samme temperament musikalsk skala.
En aktiv adderer af styresignaler er samlet på operationsforstærkeren DA1. Signalet fra adderens udgang leveres til indgangen på VCO'en, som er lavet ved hjælp af logiske elementer DD1.1-DD1.4. Ud over VCO'en indeholder enheden en eksemplarisk kvartsoscillator samlet på elementerne DD2.1, DD2.2 samt et kredsløb af to oktavfrekvensdelere på triggere af DD3-mikrokredsløbet. clocket af denne generator. Generatoren og triggerne genererer tre sample-signaler med en frekvens på 500 kHz, 1 og 2 MHz. Disse tre signaler og signalet fra VCO-udgangen føres til indgangen på elektroniske kontakter, der er samlet på åben-kollektorelementerne DD4.1-DD4.4.
Disse kontakter, styret af kontakter SA2-SA5, har en fælles belastning - modstand R13. Elementernes udgangskredsløb danner en enhed med en logisk ELLER-funktion. Når en af omskifterne sender sit clocksignal til udgangen, lukkes de andre lavt af kontakterne. Det høje niveau for forsyning til R-indgangene på D-flip-flops DD3.1 og DD3.2 og til kontakterne på switchene SA2-SA5 fjernes fra udgangen af element DD2.4.
En kvartsoscillator med frekvensdelere spiller en hjælperolle og tjener hovedsageligt til operationel justering af VCO'en eller "drive" instrumentet i "Organ" -tilstand med kontakter SA3, SA4, SA5 ("4", "8", "16" ”” ) giver dig mulighed for at flytte stemningen af henholdsvis EMR fra det laveste register med en eller to oktaver op.I dette tilfælde kan der naturligvis ikke foretages nogen justering eller ændring i tonehøjden af lyde.
Ulemperne ved generatoren omfatter relativt lav temperaturstabilitet, som i dette tilfælde ikke er af stor betydning, og betydelig ikke-linearitet af VCO-styringskarakteristikken ved kanterne af området, især i de lavere frekvenser af generatorens driftsområde.
I fig. Figur 4 viser den eksperimentelt målte afhængighed af genereringsfrekvensen af styrespændingen: 1 - for generatoren ifølge kredsløbet i fig. 1, 2 - fig. 3.
Enheden er samlet på et printkort lavet af folieglasfiberlaminat 1,5 mm tykt.
Chips af K155-serien kan udskiftes med lignende fra K130- og K133-serien; K553UD1A - til K553UD1V, K553UD2, K153UD1A, K153UD1V, K153UD2. I stedet for D9B kan du bruge dioder af denne serie med et hvilket som helst bogstavindeks, såvel som D2V, D18, D311, GD511A. Det er bedre at vælge kondensatorer C4 og C5 med positiv TKE, for eksempel. KT-P210. KPM-P120, KPM-P33, KS-P33, KM-P33, K10-17-P33, K21U-2-P210, K21U-3-P33. Kondensatorer C7, C10, C11 - K50-6.
Der skal lægges særlig vægt på omhyggelig afskærmning af enheden. Udgangslederne skal snoes til en ledning med en stigning på 10..30 mm.
En korrekt installeret tonegenerator kræver ikke justering og begynder at virke umiddelbart efter tilslutning af strømmen. Styrespændingen ved VCO-indgangen bør ikke overstige 8...8,2 V. Generatorens frekvensstabilitet påvirkes negativt af ændringer i 5 V-forsyningsspændingen, så den skal strømforsynes fra en kilde med en høj stabiliseringskoefficient.
I. BASKOV, landsbyen Poloska, Kalinin-regionen.
LITTERATUR
- V. Bespalov. Frekvensdeler til polyfonisk EMR. - Radio, 1980, nr. 9.
- L. A. Kuznetsov. Grundlæggende om teori, design, produktion og reparation af EMR. - M.: Let- og fødevareindustri. 1981.
Du kan oprette en intermitterende tonesignalgenerator i henhold til diagrammet i fig. 5.3. Det giver dig mulighed for at styre start af drift af kredsløbet ved at levere forsyningsspænding til input DA1/4. Men i tilfælde, hvor det er nødvendigt at bruge to timere for at enheden skal fungere, er det mere praktisk at tage et mikrokredsløb, der allerede har dem i en pakke (se tabel 4.2).
Ris. 5.3. Intermitterende signalgenerator baseret på to timere
Varianter af generatorer lavet på en dual timer er vist i fig. 5.4 og 5.5. Tænde for timeren i den symmetriske impulsgeneratortilstand (fig. 5.4, b) giver dig mulighed for at reducere antallet af nødvendige elementer. Disse kredsløb er universelle - det er muligt at justere lydfrekvensen og gentagelsesintervallet over et bredt område.
I fig. Figur 5.5 viser et diagram over en generator, der producerer et signal til at betjene et telefonopkald med intervaller på 10 s. Til dette formål blev der brugt en lavfrekvent spændingsforøgende transformer 12 til 70...100 V.
Den enkleste generator af et intermitterende lydsignal kan udføres på en enkelt timer, hvis du bruger en blinkende LED. For eksempel har LED'er L-36B, L-56B, L-456B og nogle andre allerede en afbryder indeni (de fås i forskellige glødefarver).
Ris. 5.4. Intermitterende tonegeneratorkredsløb: a - option 1.6 - option 2
LED'en skal være tændt som vist i fig. 5.6. I dette tilfælde afhænger frekvensen af vekslende bursts helt af parametrene for den anvendte LED. Typisk er deres blinkeperiode i intervallet 0,5...1 s. Dette er ganske tilstrækkeligt for alarmenheder. Hyppigheden af at fylde pakkerne (med et lydsignal) afhænger af værdierne af elementerne C1-R1.
Ris. 5.5. Intermitterende signalgeneratorkredsløb til telefonopkaldsdrift
Ris. 5.6. Intermitterende pulsgenerator
Ris. 5.7. Intermitterende pulsdanner uden brug af en drivende kondensator
Ris. 5.10. Kredsløb af en lavfrekvent signalgenerator med faldende frekvens
Litteratur: For radioamatører: nyttige diagrammer, bog 5. Shelestov I.P.
Figur 1 viser et simpelt generatorkredsløb designet primært til at teste lavfrekvent udstyr og identificere fejl i det.
Generatoren har en fast frekvens på 1000 Hz, hvis værdi er indstillet af modstand R1. Udgangssignalniveauet bestemmes af positionen af slideren til modstand R13. Kredsløbet har et system til at understøtte udgangssignalet på et bestemt niveau, bestående af elementerne VT1, VD2, R10, R11, C6. Responsniveauet for det automatiske udgangsspændingsvedligeholdelsessystem indstilles ved hjælp af modstand R11. Den harmoniske koefficient for denne generator er relativt høj, så den kan bruges til at måle ikke-lineære forvrængninger af lavfrekvent udstyr. Derfor skal du ved udgangen af denne generator installere et lavpasfilter - LPF. Sådan et filter. Komplet med et lavpasfilter har denne generator et meget rent tonesignal med et ikke-lineært forvrængningsniveau på tusindedele af en procent. Generatoren skal forsynes fra en stabiliseret jævnstrømskilde med en spænding på 5...12V. Kredsløbsdiagrammet og tegningen af printpladen kan downloades her.
Et af hovedkravene til enkeltsidebåndssignalforstærkere er lineariteten af deres amplitudekarakteristika. En forstærker med dårlig linearitet er normalt en kilde til interferens for andre radioamatører og nogle gange for tv-seere. Brug for at detektere ikke-lineære forvrængninger i SSB-signalforstærkere to tone testmetode.
Hvis to lavfrekvente signaler med forskellige frekvenser, men ens i amplitude, tilføres indgangen på en enkeltsidebåndssender, så vil signalet ved udgangen af effektforstærkeren variere sinusformet fra nul til maksimumværdien ( Fig.1).
Ændringsperioden bestemmes af forskellen i frekvenser ved senderens indgang. Baseret på formen af udgangssignalets konvolut og dens afvigelser fra den sinusformede lov kan man bedømme lineariteten af enhedens amplitudekarakteristik.
Signalets form og niveau overvåges med et oscilloskop. Da amplituden af udgangsspændingen fra den undersøgte forstærker normalt er snesevis af volt, kan signalet påføres direkte til afbøjningspladerne på et oscilloskop (inklusive lavfrekvente). Kilden til to-tonesignalet kan være en generator, hvis kredsløb er vist i Fig.2.
Fig.2
Den består af to oscillatorer med feedback via dobbelte T-broer og en emitterfølger. Generatoren, samlet på transistor V1, producerer en frekvens på 1550 Hz. og på V2 - 2150 Hz. Gennem afkoblingsmodstande R1 og R5 tilføres generatorsignalerne til emitterfølgeren (transistor V3). Når du bruger elementer med de klassifikationer, der er angivet i diagrammet, er den "samlede" udgangsspænding (begge generatorer på enheden er tændt) omkring 0,1 V. Udgangsmodstanden er omkring 300 ohm.
Justeringen begynder med en nøjagtig indstilling af generatorernes frekvens. For at gøre dette, ved at levere strøm til hver af dem skiftevis, vælges elementer af T-broer. Det skal huskes, at for at opretholde en god sinusformet form af udgangssignalet, skal modstanden af modstande R2 (R6) og R4 (R7) være cirka 10 gange større end modstanden af modstand R3 (R8), og kapacitansen af kondensatorerne C1 (C6) og C4 ( C8) - halvdelen af kapaciteten af kondensatoren SZ (C7). Efter indstilling af generatorernes frekvenser udlignes signalernes amplituder ved hjælp af en justeret modstand R5. Da modstand R5 til en vis grad påvirker niveauet af generatorsignalet på transistoren V1, udføres denne operation ved fremgangsmåden med successive tilnærmelser.
Generatoren er samlet på et printkort lavet af folie glasfiber 2 mm tykt og 55x65 mm i størrelse ( ris. 3).
Fig.3
Den bruger KM-5 kondensatorer, OMLT-0.125 modstande (R5 - SPZ-1A), KT315 transistorer med ethvert bogstavindeks. Enheden kan bruge enhver lavfrekvent eller højfrekvent transistor af n-p-n- eller p-n-p-strukturen. Naturligvis i en enhed, der bruger pnp-strukturtransistorer, skal strømkildens polaritet være anderledes. Som det kan ses af fig. 2 har enheden separate terminaler til tilslutning af strøm til generatorer. Dette giver mulighed for om nødvendigt at sende et enkelt-tone testsignal til senderen med en frekvens på henholdsvis 1550 og 2150 Hz. I dette tilfælde, for at skifte strømforsyningskredsløbene til enhedsgeneratoren, er det nødvendigt at indstille kontakten til to retninger og fire positioner ("Fra", "1550 Hz", "2150 Hz", "To-tone signal"). . Du kan også bruge en envejskontakt ved at "afkoble" generatorernes koblingspunkter med to dioder (af enhver type). For at indstille udgangssignalniveauet på enhedens udgang skal du tænde for en variabel modstand med en modstand på 5...15 kOhm.
Ved opsætning af senderen ved hjælp af en generator tilsluttes en tilsvarende antenne til effektforstærkeren, hvorfra signalet føres til oscilloskopet. Signalniveauet fra to-tonegeneratoren er indstillet til det samme som det maksimale signalniveau udviklet af den mikrofon, som senderen bruges med. Når du har tændt for senderen, skal du vælge sweep-frekvensen for oscilloskopet, så der opnås et stabilt billede af oscillogrammet på skærmen. Herefter justeres sendevejen, hvilket opnår minimal forvrængning af RF-signalindhyllingen.
Beskrevet to tone generator god til opsætning af transceiver
Det er bedre ikke at forklare, men at se alt med det samme:
Et sjovt legetøj, ikke? Men at se er én ting, men at gøre det med egne hænder er en anden, så lad os komme i gang!
Enhedsdiagram:
Når du ændrer modstanden mellem punkterne PENCIL1 og PENCIL2, producerer synthesizeren en melodi af forskellige toner. Dele mærket * må ikke installeres. I stedet for transistor T1 er KT817 velegnet; BC337, i stedet for Q1 - KT816; BC327. Bemærk venligst, at pinout'en på de originale og analoge transistorer er forskellig. Du kan downloade det færdige printkort på forfatterens hjemmeside.
Jeg vil samle kredsløbet meget kompakt (hvilket jeg ikke fraråder begyndere at gøre) på et brødbræt, så her er min version af kredsløbslayoutet:
På bagsiden ser alt mindre pænt ud:
Som hus vil jeg bruge en knap fra en overspændingsbeskytter:
I tilfælde:
Jeg har fastgjort højttaleren og kronens klemrække til varm lim:
Komplet enhed:
Jeg stødte også på et forenklet diagram:
I princippet er alt det samme, kun knirken bliver mere stille.
Konklusioner:
1) Det er bedre at bruge en 2M blyant (dobbelt blødhed), tegningen vil være mere ledende.
2) Legetøjet er interessant, men blev kedeligt efter 10 minutter.
3) Når du er træt af legetøjet, kan du bruge det til andre formål - ring på kredsløbet, bestem den omtrentlige modstand ved øret.
Og endelig en anden interessant video: