Transistor switch kredsløb. Elektronisk kontakt

Touch-kontakten er et meget simpelt kredsløb, der kun består af to transistorer og flere radioelementer.

Sensor – sensor – med engelsk Sprog- et følsomt eller modtageligt element. Dette kredsløb giver dig mulighed for at påføre spænding på belastningen ved at røre ved sensoren med din finger. I dette tilfælde vil vores sensor være en ledning, der kommer fra basen. Så lad os se på diagrammet:

Driftsspændingen for kredsløbet er 4-5 volt. Måske lidt mere.

Ordningen er meget enkel. På et mm brødbræt ser det sådan ud:

Den gule ledning fra bunden af KT315-transistoren, som er i luften, bliver vores sensor.

For dem, der ikke kan huske, hvor emitteren, opsamleren og basen er, viser billedet nedenfor pinoutet (placering af ben) af KT361-transistoren (venstre) og KT315-transistoren (højre). KT361 og KT315 adskiller sig i bogstavets placering. For KT361 er dette bogstav i midten, og for KT315 er det til venstre. Det er lige meget hvilket bogstav det er. I dette tilfælde betyder bogstavet "G" at transistorerne KT361G og KT315G bruges

I mit tilfælde brugte jeg KT315B transistorer (nå, uanset hvad der kom til hånden).

Her er en video af dette kredsløb i aktion:

Hvad hvis du bruger sådan en berøringskontakt til at styre en kraftig belastning? For eksempel en 220 Volt glødelampe? Vi kan bare bruge en SSR i stedet for en LED.

I dette kredsløb brugte jeg et Solid State Relay (SSR), selvom et elektromekanisk relæ også kan bruges. Når du bruger et elektromekanisk relæ, glem ikke at placere en beskyttelsesdiode parallelt med relæspolen

Mit modificerede TTP-kredsløb ser sådan ud:

Og sådan fungerer det:

På internettet bruger dette kredsløb tre transistorer. Jeg forenklede det lidt. Driftsprincippet for kredsløbet er meget enkelt. Når du rører ved basisudgangen på transistoren VT2 med din finger, sendes et sinusformet signal fra vores krop til basen. Hvor kommer det fra? Pick-ups fra et 220 volt netværk. Så disse interferenser er ganske nok til, at transistor VT2 åbner, så går signalet fra VT2 til bunden af VT1 og forstærkes endnu mere der. Effekten af dette signal er nok til at tænde en LED eller sende et styresignal til et relæ. Alt er genialt og enkelt!

Lad os overveje diagrammet vist i fig. 2.3. Dette kredsløb, som ved hjælp af en lille styrestrøm kan producere en meget større strøm i et andet kredsløb, kaldes en transistorkontakt. Reglerne i det foregående afsnit hjælper dig med at forstå, hvordan det fungerer. Når kontakten er åben, er der ingen basisstrøm. Det betyder, som det følger af regel 4, at der heller ikke er nogen kollektorstrøm. Lampen lyser ikke.

Ris. 2.3. Eksempel på en transistorkontakt.

Når kontakten er lukket, er spændingen ved basen 0,6 V (base-emitterdioden er åben). Spændingsfaldet over basismodstanden er 9,4 V, derfor er basisstrømmen . Hvis du bruger regel 4 uden at tænke, kan du få det forkerte resultat: (for en typisk værdi. Hvad er fejlen? Faktum er, at regel 4 kun gælder, hvis regel 1 er opfyldt; hvis kollektorstrømmen når , så spændingen over lampen er 10 V. For at strømmen skal være endnu større skal kollektorpotentialet være mindre end jordpotentialet Men transistoren kan ikke gå i denne tilstand Når kollektorpotentialet nærmer sig jordpotentialet går transistoren i mætning mode (typiske værdier mætningsspændinger ligger i området, se bilag G) og ændringen i kollektorpotentiale stopper.I vores tilfælde lyser lampen, når spændingsfaldet over den er 10 V.

Hvis et overskydende signal leveres til basen (vi brugte strøm, selvom det ville være nok at have , så spilder kredsløbet ikke dette overskud; i vores tilfælde er dette meget fordelagtigt, da en stor strøm løber gennem lampen, når den er i kold tilstand (modstanden på lampen i kold tilstand er 5-10 gange mindre, end når driftsstrømmen løber). Desuden falder koefficienten ved lave spændinger mellem solfangeren og basen (3, hvilket betyder, at i for at sætte transistoren i mætningstilstand, er der behov for yderligere basisstrøm (se bilag G) Nogle gange tilsluttes en modstand (med en modstand på f.eks. 10 kOhm) til basen, så når kontakten er åben, er basispotentialet er bestemt lig med jordpotentialet.

Denne modstand påvirker ikke driften af kredsløbet, når kontakten er lukket, da kun en lille del af strømmen løber gennem den.

Når du designer transistorkontakter, vil følgende retningslinjer være nyttige for dig:

1. Det er bedre at tage en lavere modstand af modstanden i basiskredsløbet, så vil den overskydende basisstrøm være større. Denne anbefaling er især nyttig for kredsløb, der styrer skift af lamper; da ved en lav værdi også koefficienten falder.

Ris. 2.4. Når du tilslutter en induktiv belastning, bør du altid bruge en undertrykkelsesdiode.

Det skal også huskes, når man udvikler højhastighedsafbrydere, da der ved meget høje frekvenser (i størrelsesordenen megahertz) opstår kapacitive effekter, og værdien af koefficienten falder (3. For at øge hastigheden er en kondensator forbundet parallelt med basen modstand.

2. Hvis belastningspotentialet af en eller anden grund er mindre end jordpotentialet (f.eks. hvis belastningen er AC eller induktiv), så skal en diode forbindes parallelt med kollektorforbindelsen (du kan også bruge en diode tilsluttet i modsat retning retning i forhold til den positive potentialforsyning), så vil kollektor-basekredsløbet ikke lede strøm, når belastningsspændingen er negativ.

3. Ved brug af induktive belastninger bør transistoren være beskyttet af en diode forbundet til belastningen, som vist i fig. 2.4. Hvis kontakten er åben, vil der i mangel af en diode en stor positiv spænding virke på kollektoren, der sandsynligvis overstiger nedbrydningsspændingen for kollektor-emitterkredsløbet. Dette skyldes det faktum, at induktansen har en tendens til at opretholde on-state-strømmen, der flyder fra kilden til kollektoren (husk egenskaberne for induktanser i afsnit 1.31).

Transistorafbrydere gør det muligt at skifte meget hurtigt, med koblingstider typisk målt i brøkdele af mikrosekunder. Med deres hjælp kan du skifte flere kredsløb med et styresignal. En anden fordel ved transistorkontakter er, at de tillader fjern "kold" omskiftning, hvor kun DC-styresignaler leveres til kontakterne. (Hvis du selv "driver" de switchede kraftige signaler, så når de transmitteres gennem kabler, kan der opstå kapacitive overspændinger, og signalerne kan blive meget dæmpet).

Transistor i form af en person.

Ris. 2.5 giver en idé om nogle af de begrænsninger, der er iboende i transistoren. Lad os forestille os, at personens opgave i fig. 2.5 er at sikre, at forholdet er opfyldt, mens det kun kan styre en variabel modstand. Så det kan kortslutte kredsløbet (mætningstilstand), eller åbne det (transistor slukket), eller skabe en tilstand imellem; han har ikke ret til at bruge batterier, strømkilder mv. Du skal dog ikke tro, at kollektoren på en transistor faktisk er som en modstand. Det er forkert. En person forsøger at sikre sig, at en konstant konstant strøm løber gennem ham hele tiden (størrelsen af denne strøm afhænger af spændingen, der påføres basen).

Ris. 2.5. "Transistormanden" overvåger basisstrømmen og justerer udgangsreostaten, så udgangsstrømmen er større end basisstrømmen.

Det skal huskes, at transistoren på ethvert givet tidspunkt kan:

a) være i afskæringstilstand, dvs. sluk (ingen kollektorstrøm);

b) være i aktiv tilstand (lav kollektorstrøm, spændingen ved solfangeren er højere end ved emitteren);

c) gå i mætningstilstand (spændingen ved solfangeren er omtrent lig med spændingen ved emitteren). Transistormætningstilstanden er beskrevet mere detaljeret i appendiks G.

I øjeblikket bruges elektroniske kontakter ofte i elektronisk udstyr, hvor en knap kan bruges til at tænde og slukke for det. Du kan gøre sådan en switch kraftfuld, økonomisk og lille ved at bruge en felteffekt switching transistor og en digital CMOS-chip.

Et diagram af en simpel kontakt er vist i fig. 1. Transistor VT1 udfører en elektronisk nøgles funktioner, og trigger DD1 styrer den. Enheden er konstant forbundet til en strømkilde og bruger en lille strøm - enheder eller titusinder af mikroampere.

Hvis den direkte udgang fra udløseren er på et højt logisk niveau, er transistoren lukket, og belastningen deaktiveres. Når kontakterne på SB1-knappen er lukket, skifter udløseren til den modsatte tilstand, og et lavt logisk niveau vises ved dens udgang. Transistor VT1 vil åbne, og spænding vil blive leveret til belastningen. Enheden forbliver i denne tilstand, indtil knapkontakterne lukkes igen. Så vil transistoren lukke, belastningen vil blive deaktiveret.

Transistoren angivet i diagrammet har en kanalmodstand på 0,11 Ohm, og den maksimale drænstrøm kan nå 18 A. Det skal tages i betragtning, at gate-drain-spændingen, ved hvilken transistoren åbner, er 4...4,5 V. Ved en forsyningsspænding på 5. ..7 V Belastningsstrømmen bør ikke overstige 5 A, ellers kan spændingsfaldet over transistoren overstige 1 V. Hvis forsyningsspændingen er højere, kan belastningsstrømmen nå 10...12 A.

Når belastningsstrømmen ikke overstiger 4 A, kan transistoren bruges uden køleplade. Hvis strømmen er højere, er en køleplade nødvendig, eller der skal anvendes en transistor med lavere kanalmodstand. Det er ikke svært at vælge det fra referencetabellen i artiklen "Powerful switching transistors from International Rektifier" i "Radio", 2001, nr. 5, s. 45.

En sådan kontakt kan også tildeles andre funktioner, for eksempel automatisk frakobling af belastningen, når forsyningsspændingen falder eller overstiger en forudindstillet værdi. I det første tilfælde kan dette være nødvendigt, når udstyret strømforsynes fra et genopladeligt batteri for at forhindre dets overdrevne afladning; i det andet tilfælde for at beskytte udstyret mod overspænding.

Diagrammet af en elektronisk kontakt med en nedlukningsfunktion, når spændingen falder, er vist i fig. 2. Den indeholder desuden en transistor VT2, en zenerdiode, en kondensator og modstande, hvoraf den ene er justeret (R4).

Når du trykker på SB 1-knappen, åbner felteffekttransistoren VT1, og spændingen tilføres belastningen. På grund af opladningen af kondensatoren C1 vil spændingen ved transistorens kollektor i det indledende øjeblik ikke overstige 0,7 V, dvs. vil være logisk lav. Hvis spændingen ved belastningen bliver større end værdien indstillet af afstemningsmodstanden, vil en spænding, der er tilstrækkelig til at åbne den, blive tilført til transistorens basis. I dette tilfælde vil udløserens "S"-indgang forblive på et lavt logisk niveau, og knappen kan tænde og slukke for strømmen til belastningen.

Så snart spændingen falder under den indstillede værdi, vil spændingen på trimmermodstandsmotoren blive utilstrækkelig til at åbne transistor VT2 - den lukker. I dette tilfælde vil spændingen ved transistorkollektoren stige til et højt logisk niveau, som vil gå til "S"-indgangen på udløseren. Et højt niveau vil også vises ved udgangen af triggeren, hvilket vil føre til lukning af felteffekttransistoren. Belastningen vil blive afbrudt. Et tryk på knappen vil i dette tilfælde kun føre til en kortvarig tilslutning af lasten og dens efterfølgende frakobling.

For at indføre beskyttelse mod overskydende forsyningsspænding bør maskinen suppleres med transistor VT3, zenerdiode VD2 og modstande R5, R6. I dette tilfælde fungerer enheden på samme måde som det, der er beskrevet ovenfor, men når spændingen stiger over en vis værdi, åbner transistoren VT3, hvilket vil føre til lukning af VT2, fremkomsten af et højt niveau ved "S"-indgangen af triggeren og lukningen af felteffekttransistoren VT1.

Ud over dem, der er angivet i diagrammet, kan enheden bruge K561TM2-mikrokredsløbet, bipolære transistorer KT342A-KT342V, KT3102A-KT3102E og en zenerdiode KS156G. Faste modstande - MLT, S2-33, R1-4, tunede modstande - SPZ-3, SPZ-19, kondensator - K10 17, knap - enhver lille størrelse med selvnulstilling.

Ved brug af dele til overflademontering (chip CD4013, bipolære transistorer KT3130A-9 - KT3130G-9, zenerdiode BZX84C4V7, faste modstande P1-I2, kondensator K10-17v), kan de placeres på et printkort (fig. 3) lavet af ensidet folie glasfiber med mål 20x20 mm. Udseendet af det monterede bræt er vist i fig. 4.

Sovjetunionen

Socialist

republikker

Afhængig af auto. bevis %v

Erklæret 12.Ch.1969 (nr. 1331460/26-9) IPC N 03k 17/60

N 031 17/!6 med tilføjelse af applikationen МвЂ”

Udvalg for opfindelser og opdagelser under Ministerrådet

V. I. Kotelnikov, L. P. Solyanik og Yu. A. Zamryka

Ansøger

TO-POSITION TRANSISTOR KONTAKT

Opfindelsen angår området elektrisk måleteknologi, især præcisionskompensationsanordninger til elektriske måleinstrumenter og kan også anvendes i radiomåleteknologi.

Ulempen ved kendte kredsløb af denne slags enheder er. tilstedeværelsen af restspænding ved transistorens kollektor-emitter-overgange.

Formålet med opfindelsen er at eliminere restspændingen mellem kollektoren og emitteren på en mættet transistor. Dette opnås ved parallelt med belastningsmodstanden at forbinde en kæde bestående af en serieforbundet modstand og en ekstra strømkilde.

Kredsløbsdiagrammet for den foreslåede enhed er vist i samme diagram.

En to-positions transistorkontakt består af to transistorer 1 og 2 af type P - N - P ledningsevne, forbundet med hinanden af kollektorer. Baserne af disse transistorer er forbundet via tilsvarende variable modstande 8 og 4 til en styreindretning 5, som har to udgange. Belastningsmodstand b er forbundet mellem transistor 2's emitter og kollektor.

Hjælpekilde 7 og modstand 8 er forbundet parallelt med modstand b. Kilde

9 skiftespænding med den angivne lolaritet er forbundet mellem emitterne på transistor 1 og 2.

En audio transistor switch fungerer som følger.

5 Hvis en styresignalspænding med negativ polaritet påføres styrekredsløbet på transistor 1, så påføres en spænding med positiv polaritet på styrekredsløbet på transistor 2. Transistor 10 vil være i åben (mættet) tilstand, og transistor 2 vil være i lukket tilstand

Styresignalets spænding med negativ polaritet skal give

15 er den direkte forspænding af transistor 1's base-ewitter-forbindelse, og spændingen af styresignalet med positiv polaritet er forspændt af transistor 2 (afskæringstilstand).

Med en sådan forspænding er strømmen, der strømmer fra bunden af transistor 1, lig med summen af echitter- og kollektorstrømmene. Strømmen gennem kollektorforbindelsen på den samme transistor 1 er lig med summen af strømmene, der strømmer gennem modstande b og 8. Værdierne af disse strømme er konstante, hvis spændingen på kilde 7, 9 er stabil, og spændingen ved kollektor – transistor 1's emitterforbindelse er fraværende.

Ved at ændre modstanden for variabel modstand 5 kan du justere strømmen gennem emitter-base-forbindelsen og opnå kompensation299028

Genstand for opfindelsen

Udarbejdet af L. Rubinchik

Tekred L. L. Evdonov Korrekturlæser A. P. Vasilyeva

Redaktør E. N. Shibaeva

Ordre 111/460. Udgave, nr. 343. Oplag 473 Abonnement

TsNIIPI Komiteen for Opfindelser og Opdagelser IIpa Council MHIII3cTpOD USSR

Moskva, Zh-35, Raushskaya-dæmningen, 4/5

Type, Khark. Phil, før, "Patent" syatsip pyadonia nye p13yazhen3!ya nye samler-emitter junction.

I dette tilfælde er spændingen ved belastningen lig med den spændingskoblede kilde.

Hvis transistor 1 er lukket, og transistor 2 er åben, flyder strømmene gennem overgangene i transistor 2 på samme måde som i transistor 1 (i tilfælde af åben tilstand) med den eneste forskel, at strømmen, der løber gennem overgangskollektoren - base er nu kun bestemt kilden 7 og smerten med bjerget 8.

Strømmen af 3-mitter-forbindelsen reguleres på samme måde som ovenfor for transistor 1's åbne tilstand ved hjælp af en variabel modstand 4, indtil der kompenseres for spændingsfaldet over kollektor-emitter-forbindelsen på transistor 2. I dette tilfælde er spændingen over transistor 2. belastningen er nul.

Spændingskilden 7 og modstanden 8 er også designet til at eliminere yderligere spændingsfejl på belastningen fra forskellige driftstilstande af transistorerne i åben tilstand og for at øge stabiliteten af kontakten, når temperaturen ændres, og når flere lignende afbrydere er forbundet parallelt (i parallelle spændingsdelere).

Ved hjælp af denne kilde frigives en spændende strøm gennem kollektor-base-krydspunkterne i åben TpaiH3HcropoI3!, hvis værdi er valgt til at være væsentligt større end hovedstrømmen (belastningsstrømmen). Takket være dette fungerer omskifterens transistor 1 og 2 i de samme tilstande. Samtidig reducerer ændringer i termiske strømme betydeligt deres indvirkning på overgangstilstanden for åbne transistorer, og den gensidige indflydelse af kontakter, når de er tilsluttet, reduceres også, hvilket sikrer stabiliteten af deres drift.

En transistorafbryder med to positioner dannet af to serieforbundne transistorer, hvis kollektorer er kombineret og forbundet med belastningen, og baserne er forbundet til udgangene på styreenheden gennem variable modstande, kendetegnet ved, at for at eliminere restspændingen mellem solfangeren og: ezpitteroz!, mættet transistor, parallelt Belastningsmodstanden er forbundet med en kæde bestående af en serieforbundet modstand og en ekstra strømkilde.

SLUTTER PÅ MIKROCHIRECT

Chip K162KT1. Mikrokredsløbet (fig. 6.1) indeholder to transistorer af typen p-n-p s fælles output fra solfangeren og bruges i afbrydere med en autonom styrekilde. Spændingen mellem kontakt 1 og 7 ved en basisstrøm på 2 mA er: K162KT1A - 100 µV, K162K.T1B - 200 µV, K162KT1 - 300 µV. Modstanden mellem emitterne er 100 ohm. Omvendt spændingsbase - emitter - 30 V og kollektor - base - 20 V.

Ris. 6.1 Fig. 6.2

Chip K101KT1. Mikrokredsløbet bruger transistorer med ledningsevne type n -р-n(Fig. 6.2). For at styre mikrokredsløbet er det nødvendigt at have et styresignal, der ikke er forbundet til den fælles bus. Restspænding mellem kontakter 3 og 7 for gruppe A er B mindre end 50 μV, og for gruppe B er D - mindre end 150 μV. Spændingen mellem emitterne for gruppe A, B er 6,3 V] og for gruppe C, D - 3 V. Strømmen gennem transistorerne er ikke mere end 10 mA! Modstand mellem emittere er mindre end 100 ohm. Lækstrøm mellem emittere er mindre end 10~8 A.

Ris. 6.3

Mikrokredsløb K168KT1 og K168KT2. Disse mikrokredsløb (fig. 6.3) bruges som analoge signalomskiftere. De styrede og indgangssignaler har en fælles bus. Den resterende dræn-kildespænding er mindre end 10 µV. Modstanden af en åben transistor er mindre end 100 ohm. Lækstrømsdræn - istbk for gruppe A, B, C - mindre end ShiA. Barnets lækstrøm overstiger ikke 10nA. Tænd-tiden er 0,3 μs og sluk-tiden er 0,7 μs. De tilladte spændinger mellem porten og substratet er 30 V, og mellem kilden og afløbet - substratet for gruppe A - 10 V, for gruppe B - 15 V, for gruppe C - 25 V.

Modulator af serie-parallel type. Funktionen af modulatoren (fig. 6.4) er baseret på den alternative åbning og lukning af transistorer. Når en puls med positiv polaritet ankommer til basen VT1, så åbner transistoren, og der løber en strøm gennem den, hvis værdi bestemmes af modstandens modstand R.L. Indgangssignalet går videre til udgangen. I den næste halve cyklus af styresignalet åbner en positiv impuls transistoren VT2, transistor VT1 lukker. Udgangen er forbundet til nulbussen. En vigtig faktor i driften af kredsløbet er ligheden af resterende spændinger. En modstand bruges til at udligne disse spændinger. R1.

Fjernbetjening. I omskifterkredsløbet (fig. 6.5, a) bruges til at åbne transistorafbryderen, ensrettet ved hjælp af en diode VD1 og kondensator C1 styrespænding. Der er ingen impulsstøj i kredsløbet i forbindelse med koblingstransistorer. Styringen udføres af harmoniske signaler med en amplitude på 2 - 3 V. Strømmen, der løber gennem transistorerne, skaber et spændingsfald. Afhængigheden af spændingsfaldet over afbryderen af den strømmende strøm er vist i fig. 6,5, b.

Halvbølge modulator. Modulatoren (fig. 6.6, a) er bygget på K101KT1V mikrokredsløbet. Et rektangulært styresignal med en amplitude på 2 V åbner begge transistorer samtidigt. Indgangssignalet går til udgangstransformatorens primære vikling. Under hensyntagen til karakteristikken af restspændingens afhængighed af styrestrømmen, skal indgangssignalet have en værdi på 20 - 30 µV.

Restspændingen kan reduceres ved at justere styrestrømmen, der løber gennem en af modstandene. I nogle tilfælde justering af modstandsmodstanden R1 fuld kompensation af restspænding kan opnås. I fig. 6,6, b Afhængigheden af U 0 st af I uir præsenteres for det mest typiske tilfælde.

Fuldbølge modulator. Modulatoren (fig. 6.7) arbejder ved en frekvens på 20 kHz. Amplituden af de rektangulære styreimpulser er 4 V. Som følge af den alternative åbning af transistorerne VT1 Og VT2 indgangssignalet går til forskellige terminaler i primærviklingen Tr2. Et firkantbølgesignal med indgangssignalets amplitude vil fremkomme på sekundærviklingen.

For at reducere indflydelsen af restspænding på transistorerne indføres modstande i kredsløbet R1 Og R4. Brug af en modstand R1 styrebasisstrømmene udlignes, hvilket resulterer i en restspænding på ca. 4 mV. Modstand R4 kompenserer for denne spænding og gør det dermed muligt at skabe en modulator med en følsomhed på omkring 10 μV.

Kompensationsmodulator. For at reducere startniveauet i modulatoren (fig. 6.8) anvendes et komplekst kredsløb til levering af styresignaler. Da modulatorernes begyndelsesniveau bestemmes af pulssignaler, der passerer gennem basiskollektorkondensatorerne, kommer justeringen ned til at ændre for- og bagkanten af styresignalerne. Et styresignal med en amplitude på 15 V leveres til transformatorens primærvikling. Brug af modstande R3 Og R4 og dioder VD3 Og VD4 kanterne af styreimpulserne falder så lavt, at de tillader interferensen at blive kompenseret til et niveau på mindre end 30 µV.