Typer af pulsspændingsomformere. Impulsomformere
5. Impuls DC spændingsomformere
Figur 5.1
IPPN er designet til at ændre værdien af jævnspænding. De tjener til at drive belastningen med en konstant spænding UH, som adskiller sig fra spændingen på strømkilden E. I dette tilfælde er det nogle gange nødvendigt at stabilisere U n, når E og belastningsstrømmen ændres eller ændres U n i henhold til en bestemt lov, uanset E.
Udgangsspændingen af sådanne omformere er karakteriseret ved en sekvens af rektangulære impulser med en varighed t og og en pause t p (figur 5.1), hvis amplitude er tæt på E, og gennemsnitsværdien af udgangsspændingen U n.
Princippet for drift af PSPN er baseret på nøgledriftstilstanden for kontrolhalvlederenheden, som periodisk forbinder strømkilden E til konverterens udgangskredsløb.
5.1. Metoder til impulsregulering af jævnspænding
Reguleringen af udgangsspændingen af PSPN udføres ved pulsmetoder ved at ændre parametrene for udgangssignalerne. Den største anvendelse blev fundet ved pulsbredde, frekvens-pulsmetoder og deres kombination.
Impulsbreddekontrolmetoden (WIR) udføres ved at ændre varigheden (bredden) af udgangsimpulserne t og med en konstant periode af deres gentagelse T=konst; 
. Den gennemsnitlige værdi af konverterens udgangsspænding ved SHIRT:
,
(5.1)
hvor 
- reguleringskoefficient.
I overensstemmelse med denne formel er reguleringsområdet for IPPN'ens udgangsspænding med SHI fra nul (t og =0; γ=0) til E (t og =T; γ=1).
Figur 5.2
Frekvens-pulsregulering (FIR) udføres ved at ændre gentagelseshastigheden af udgangsimpulserne 
med deres varighed t uændret og =konst. Omformerens justeringsmuligheder er kendetegnet ved forholdet: 
(5.2)
Udgangsspændingen E svarer til den begrænsende pulsgentagelseshastighed lig med 
, og nul udgangsspænding 
.
Den kombinerede brug af PID og FIR er at ændre de to parametre for udgangsimpulserne t og og 
og kaldes kombineret.
Overvej de mest almindelige principper for konstruktion af IPPN-kredsløb (figur 5.2.a). Vi vil betinget vise det regulatoriske element i form af en nøgle, hvis funktion normalt udføres af en tyristor eller en effekttransistor. Udgangskredsløbet omfatter en belastning Z n af aktiv-induktiv karakter og om nødvendigt en udjævningsinduktor Lf. Nogle gange bruges mere komplekse udjævningsfiltre, for eksempel et L-formet LC-filter. Diode VD 0 er designet til at skabe et belastningsstrømkredsløb med nøglen K åben.
Overvej de processer, der forekommer i en sådan konverter. Ved intervaller af tændt tilstand af nøglen t 1 -t 2 , t 3 - t 4 , t 5 - t 6 er spændingen forbundet til indgangen på udjævningsfilteret, U o =E, dioden VD 0 er lukket. En strøm i n løber gennem belastningen langs kredsløbet (+ E)-K- L f -Z n - (-E). Ved intervaller af den slukkede tilstand af nøglen t 2 -t 3, t 4 -t 5 er der ingen forbindelse mellem udgangskredsløbet og strømkilden, dog fortsætter strømmen gennem belastningen. Den understøttes af energien akkumuleret af de reaktive elementer - chokeren Lf og belastningsinduktansen Ln og lukker gennem VD 0 som et resultat af hvilken U ud \u003d 0. Uden at tage højde for spændingsfaldene ved de aktive modstande af induktoren L f og forsyningsledningerne U n \u003d U ud, bestemmes den af gennemsnitsværdien af U ud (t) og findes af formlerne 4.1 og 4.2. Strøm i n består af sektioner af stignings- og faldeksponenterne med en tidskonstant 
. Gennemsnitlig strøm 
.
Ved overgangen til høje belastningskræfter (over 100 kW) opstår der vanskeligheder ved konstruktionen af omformere i henhold til den betragtede ordning. De er forårsaget af høje strømme, og behovet for at bruge et stort antal tyristorer forbundet parallelt. Derudover er det svært at designe en drossel med stor induktans. High-power IPPN'er udføres i henhold til multi-cycle princippet, baseret på parallelforbindelsen af T-separate konvertere, der arbejder på en fælles belastning fra en fælles DC-kilde.
En spændingsomformer er en enhed, der ændrer spændingen i et kredsløb. Dette er en elektronisk enhed, der bruges til at ændre størrelsen af enhedens indgangsspænding. Spændingsomformere kan øge eller mindske indgangsspændingen, herunder ændring af størrelsen og frekvensen af den oprindelige spænding.
Behovet for at bruge denne enhed opstår hovedsageligt i tilfælde, hvor det er nødvendigt at bruge enhver elektrisk enhed på steder, hvor det er umuligt at bruge de eksisterende standarder eller muligheder for strømforsyning. Konvertere kan bruges som en separat enhed eller være en del af uafbrydelige strømsystemer og strømkilder. De er meget udbredt i mange områder af industrien, i hverdagen og andre industrier.
Enhed
For at konvertere et spændingsniveau til et andet bruges ofte pulsspændingsomformere med brug af induktive energilagringsenheder. Ifølge dette kendes tre typer konverterkredsløb:
- Inverterer.
- Stigende.
- Sænkning.
Fælles for disse typer konvertere er fem elementer:
- Nøglekoblingselement.
- Kilde til magt.
- Induktiv energilagring (choke, induktor).
- En filterkondensator, der er forbundet parallelt med belastningsmodstanden.
- blokeringsdiode.
Inkluderingen af disse fem elementer i forskellige kombinationer gør det muligt at skabe en hvilken som helst af de listede typer af pulsomformere.
Omformerens udgangsspændingsniveau styres ved at ændre bredden af de impulser, der styrer betjeningen af nøgleomskifterelementet. Stabilisering af udgangsspændingen skabes af feedback-metoden: en ændring i udgangsspændingen skaber en automatisk ændring i bredden af impulserne.
En typisk repræsentant for spændingsomformeren er også en transformer. Den konverterer en AC-spænding af én værdi til en AC-spænding af en anden værdi. Denne egenskab ved transformeren er meget udbredt i radioelektronik og elektroteknik.
Transformatorenheden indeholder følgende elementer:
- Magnetisk kerne.
- Primær og sekundær vikling.
- Optræksramme.
- Isolering.
- Kølesystem.
- Andre elementer (til adgang til viklingsterminaler, montering, transformerbeskyttelse og så videre).
Spændingen, som transformeren vil producere på sekundærviklingen, vil afhænge af de vindinger, der er til stede på primær- og sekundærviklingen.
Der er andre typer spændingsomformere, der har et andet design. Deres enhed er i de fleste tilfælde lavet på halvlederelementer, da de giver en betydelig effektivitet.
Driftsprincip
Spændingsomformeren genererer forsyningsspændingen med den nødvendige værdi fra en anden forsyningsspænding, for eksempel for at forsyne bestemt udstyr fra et batteri. Et af hovedkravene til konverteren er at sikre maksimal effektivitet.
Vekselspændingskonvertering kan let udføres ved hjælp af en transformer, som et resultat af, at sådanne DC-spændingsomformere ofte skabes på basis af en mellem DC-til-AC-konvertering.
- En kraftig vekselspændingsgenerator, som drives af den originale DC-spændingskilde, er forbundet til transformatorens primære vikling.
- En vekselspænding med den nødvendige værdi fjernes fra sekundærviklingen, som derefter rettes op.
- Om nødvendigt stabiliseres ensretterens direkte udgangsspænding ved hjælp af en stabilisator, som tændes ved ensretterudgangen, eller ved at styre parametrene for vekselspændingen, som genereres af generatoren.
- For at opnå høj effektivitet bruger spændingsomformere generatorer, der fungerer i en nøgletilstand og genererer spænding ved hjælp af logiske kredsløb.
- Generatorens udgangstransistorer, som skifter spændingen på primærviklingen, går fra en lukket tilstand (der løber ingen strøm gennem transistoren) til en mætningstilstand, hvor spændingen falder over transistoren.
- I spændingsomformere af højspændingsstrømforsyninger anvendes i de fleste tilfælde selvinduktions-emf, som skabes på induktansen i tilfælde af en skarp afbrydelse af strømmen. Transistoren fungerer som en strømafbryder, og den primære vikling af step-up transformeren fungerer som en induktans. Udgangsspændingen skabes på sekundærviklingen og ensrettes. Sådanne kredsløb er i stand til at generere spændinger op til flere tiere kV. De bruges ofte til at drive katodestrålerør, kineskoper og så videre. Dette sikrer en effektivitet på over 80 %.
Slags
Konvertere kan klassificeres på en række måder.
DC spændingsomformere:
- Spændingsregulatorer.
- Spændingsniveauomformere.
- Lineær spændingsstabilisator.
AC til DC konvertere:
- Skiftende spændingsstabilisatorer.
- Strømforsyninger.
- Ensrettere.
DC til AC konvertere:
- Invertere.
AC spændingsomformere:
- Transformere med variabel frekvens.
- Frekvensomformere og spændingsformer.
- Spændingsregulatorer.
- Spændingsomformere.
- Transformere af forskellig art.
Spændingsomformere i elektronik, i overensstemmelse med designet, er også opdelt i følgende typer:
- På piezoelektriske transformere.
- Autogenerator.
- Transformer med impuls excitation.
- Skift af strømforsyninger.
- Impulsomformere.
- Multiplekser.
- Med switchede kondensatorer.
- Transformerløs kondensator.
Ejendommeligheder
- I mangel af begrænsninger på volumen og masse, såvel som ved en høj værdi af forsyningsspændingen, er det rationelt at bruge omformere på tyristorer.
- Halvlederkonvertere på tyristorer og transistorer kan være justerbare og uregulerede. I dette tilfælde kan justerbare omformere bruges som AC- og DC-spændingsstabilisatorer.
- Ifølge metoden til excitation af oscillationer i enheden kan der være kredsløb med uafhængig excitation og selvexcitation. Skemaer med uafhængig excitation er lavet af en effektforstærker og en masteroscillator. Pulser fra udgangen af generatoren sendes til indgangen på effektforstærkeren, som giver dig mulighed for at styre den. Selv-exciterede kredsløb er puls-selv-oscillatorer.
Ansøgning
- Til distribution og transmission af elektrisk energi. I kraftværker producerer generatorer normalt energi med en spænding på 6-24 kV. For at overføre energi over lange afstande kan man med fordel bruge en højere spænding. Som følge heraf installeres transformere på hvert kraftværk for at øge spændingen.
- Til forskellige teknologiske formål: elektrotermiske installationer (elektriske ovntransformatorer), svejsning (svejsetransformatorer) og så videre.
- For at drive forskellige kredsløb;
– automatisering inden for telemekanik, kommunikationsudstyr, husholdningsapparater;
- radio- og tv-udstyr.
For at adskille de elektriske kredsløb af disse enheder, inklusive spændingstilpasning og så videre. Transformatorerne, der bruges i disse enheder, har i de fleste tilfælde lav effekt og lav spænding.
- Spændingsomformere af næsten alle typer er meget udbredt i hverdagen. Strømforsyninger til mange husholdningsapparater, komplekse elektroniske enheder, inverterenheder bruges i vid udstrækning til at levere den nødvendige spænding og levere autonom strømforsyning. Det kan for eksempel være en inverter, der kan bruges til en nød- eller backupstrømkilde til husholdningsapparater (tv, elværktøj, køkkenmaskiner og så videre), der forbruger 220 volt vekselstrøm.
- De dyreste og efterspurgte inden for medicin, energi, militær, videnskab og industri er omformere, der har en udgangsvekselspænding med en ren sinusform. Denne form er velegnet til betjening af enheder og enheder, der har en øget følsomhed over for signalet. Disse omfatter måle- og medicinsk udstyr, elektriske pumper, gaskedler og køleskabe, det vil sige udstyr, der omfatter elektriske motorer. Omformere er ofte nødvendige for at forlænge udstyrets levetid.
Fordele og ulemper
Fordelene ved spændingsomformere omfatter:
- Sikring af kontrol af input- og outputstrømtilstand. Disse enheder omdanner vekselstrøm til jævnstrøm, tjener som DC-spændingsfordelere og transformere. Derfor kan de ofte findes i produktionen og hverdagen.
- Designet af de fleste moderne spændingsomformere har mulighed for at skifte mellem forskellige indgangs- og udgangsspændinger, herunder implementering af justering af udgangsspændingen. Dette giver dig mulighed for at vælge en spændingsomformer til en bestemt enhed eller tilsluttet belastning.
- Kompakthed og lethed af husholdningsspændingsomformere, for eksempel bilomformere. De er små og fylder ikke meget.
- Rentabilitet. Effektiviteten af spændingsomformere når 90%, hvilket sparer energi betydeligt.
- Bekvemmelighed og alsidighed. Omformere giver dig mulighed for hurtigt og nemt at tilslutte ethvert elektrisk apparat.
- Evnen til at overføre elektricitet over lange afstande ved at øge spændingen og så videre.
- Sikring af pålidelig drift af kritiske komponenter: sikkerhedssystemer, belysning, pumper, varmekedler, videnskabeligt og militært udstyr og så videre.
Ulemperne ved spændingsomformere omfatter:
- Spændingsomformeres følsomhed over for høj luftfugtighed (undtagen konvertere specielt designet til drift på vandtransport).
- De fylder lidt.
- Relativ høj pris.
Ofte i amatørradiopraksis bliver det nødvendigt at opnå forskellige stabiliserede spændinger til strømforsyning af enheder. Oftest til disse formål er:
- parametriske stabilisatorer(baseret på en zenerdiode ved lavt strømforbrug af enheden);
- lineære stabilisatorer på transistorbasis eller på basis af stabilisatorer LM78XX, LM317. Den nuværende kapacitet af sådanne stabilisatorer er begrænset til 1,5 ampere. Derudover er en anden faktor, der begrænser anvendelsesområdet for disse stabilisatorer, konverteringen af indgangsspændingen til udgangen med frigivelse af en stor mængde varme, det vil sige, hvis indgangsspændingen er 20 volt, og en stabilisator med en udgang. spænding på 9 volt bruges, så bliver de ekstra 11 volt til varme . Samtidig opvarmes IC-huset til tilstrækkelig høje temperaturer, og dets fjernelse kræver en radiator, termisk pasta og ved høje belastningsstrømme tvungen afkøling af en ventilator, som også kræver strøm;
- skiftende regulatorer. I disse stabilisatorer omdannes den konstante indgangsspænding til pulserende oscillationer med deres efterfølgende stabilisering. En af repræsentanterne for denne sektor af stabilisatorer er LM2596 IC. Faktisk er dette en pulsomformer med et stort antal driftstilstande. På grund af fraværet af nogen lineære processer i IC'ens indre verden er varmetabet på kabinettet minimalt. Tilslutning af et mikrokredsløb kræver et minimum antal vedhæftede filer, afhængigt af de påkrævede formål. En typisk inklusion er vist i figuren.
Den mest succesrige løsning for radioamatører og håndværkere er udførelsen af dette mikrokredsløb i en justerbar version - LM2596ADJ. Databladet kan ses her.
Baseret på chippen producerer den kinesiske folkeindustri en bred vifte af færdiglavede dc-dc konverter moduler, både buck og boost. En af dem er sådan et dc-dc step down modul.
Produktet har følgende egenskaber:
- indgangsspænding: 4V~35V
- udgangsspænding: 1,23V ~ 30V
- udgangsstrøm: 2A (nominel), 3A (maks. med køleplade)
- konverteringseffektivitet: 92 %
- output ripple:< 30 мВ
- konverteringsfrekvens: 150 kHz
- temperatur driftsområde: - 45 ~ + 80 C (Meget betingede indikatorer)
- modulstørrelse: 43*21*14mm.
Det eneste, der kræves, før driften startes, er at indstille den nødvendige spænding ved udgangen i tomgang og kontrollere den under belastning.
Det skal bemærkes, at indgangsspændingen skal være mindst 1,5 V større end udgangen. Om nødvendigt kan du ved at installere en radiator på chippen og anvende tvungen køling opnå en udgangsstrøm på 4,5 ampere. Denne driftsform er dog ekstrem, og i betragtning af modulets billighed er det bedre at bruge flere af dem med parallelforbindelse. Som i tilfældet med LM78XX kan disse moduler bruges til at bygge bipolære strømforsyninger.
For at gøre dette, i stedet for indgangskondensatoren (C1, C2), LM7805 stabilisatorer (osv.), udgangskondensatorer, bør du installere overvågede nedtrapningsmoduler. Ud over ovenstående egenskaber har modulet beskyttelse mod kortslutninger og temperatur. Når mikrokredsløbet når en temperatur på 125 grader Celsius, stopper driften af IC'en og genoptages først, efter at den falder. Det er således meget, meget svært at deaktivere IC-modulet.
I min praksis brugte jeg disse moduler til at drive lithium batteriopladere (i forbindelse med en ladecontroller), radioer, mp3-afspillere, kraftige LED'er med resistiv strømbegrænsning. Kort sagt er omfanget af modulet ret bredt.
Til sammenligning forsynede jeg først radiomodtageren fra en stabilisator baseret på LM7809 med en netensretter på transformeren, derefter udskiftede jeg kredsløbet på LM7809 med dette modul. Som et resultat forsvandt den lavfrekvente baggrund i dynamikken. Desværre installerede modulproducenten ikke en beskyttelsesdiode ved indgangen, som forhindrer kredsløbet i at svigte som følge af strømvending, men du kan gøre det selv. Især for webstedet - Nikolay Kondratiev, Donetsk
Diskuter artiklen REDUCER KONVERTERE
Der er to kategorier af enhver omskifterspændingsomformer:
med transformer
Med lagerchoke
En konverter af en hvilken som helst af disse to kategorier kan være både step-down og step-up, i enheder med en lagerdrossel afhænger det af omskifterkredsløbet, i enheder med en transformer af transformationsforholdet.
Pulsspændingsomformere med lagerchoke
Udgangen af sådanne kredsløb vil altid være enten konstant eller pulserende spænding.Du kan ikke få AC-spænding ved deres udgang.
Signalet der skal sendes til punkt A1 i forhold til den fælles ledning:
Hvordan fungerer pulsomformere med lagerchoker?
Overvej eksemplet med en boost-konverter.Den akkumulerende induktor L1 er forbundet således, at når transistoren T1 åbnes, begynder strøm fra + PIT-kilden at strømme gennem dem, mens strømmen ikke øges øjeblikkeligt i induktoren, da energi er lagret i induktorens magnetfelt.
Efter at transistoren T1 er lukket, skal energien, der er lagret i induktoren, frigives, dette følger af henholdsvis fysikken i de fænomener, der opstår i induktoren, den eneste vej for denne energi går gennem + PIT-kilden, VD1-dioden og belastningen tilsluttet OUTPUT.
I dette tilfælde afhænger den maksimale udgangsspænding kun af én ting - belastningsmodstanden.
Hvis vi har en ideel drossel og er der ingen belastning, så vil udgangsspændingen være uendelig stor, dog har vi at gøre med en drossel langt fra ideel, derfor uden belastning vil spændingen simpelthen være meget stor, evt. store, at et sammenbrud af luft eller et dielektrikum mellem OUTPUT-terminalen og en fælles ledning, men snarere et sammenbrud af transistoren.
Hvis induktoren ønsker at frigive al den energi, den har akkumuleret (minus tab), hvordan regulerer man så spændingen ved udgangen af sådanne omformere?
Det er meget enkelt - at lagre præcis så meget energi i induktoren som nødvendigt for at skabe den ønskede spænding ved en kendt belastningsmodstand.
Den lagrede energi justeres efter varigheden af de impulser, der åbner transistoren (den tid, hvor transistoren er åben).
I en step-down konverter forekommer nøjagtig de samme processer i chokeren, men i dette tilfælde, når transistoren åbnes, tillader chokeren ikke udgangsspændingen at stige øjeblikkeligt, og efter at den er lukket, frigives den lagrede energi på den ene side gennem VD1-dioden og på den anden side gennem belastningen forbundet til OUTPUT understøtter spænding ved OUTPUT-terminalen.
Spændingen ved udgangen af en sådan konverter kan ikke være større end spændingen + PIT.
Skiftende spændingsomformere med transformere
Selve konverteringen foregår i transformeren, mens det er lige meget på hardwaren det er til lave frekvenser; eller på ferrit - for høje fra 1 kHz til 500 kHz og derover.Essensen af processerne er altid den samme: hvis der er 10 vindinger i transformatorens første vikling og 20 i den anden, og vi anvender en vekselspænding på 10 volt til den første, så får vi i den anden en vekselspænding med samme frekvens men 20 volt og følgelig med 2 gange mindre strøm end strømmer i første vikling.
Det vil sige, at opgaven reduceres til at opnå en vekselspænding, som skal påføres primærviklingen, fra en jævnstrømskilde, der forsyner konverteren.
Virker sådan her:
når transistoren T1 er åben, strømmer strømmen gennem den øvre halvdel af viklingen - L1.1, så lukker transistoren T1 og transistoren T2 åbner, strømmen begynder at strømme gennem den nederste halvdel af viklingen - L1.2, da den øverste halvdel af viklingen L1 er tændt med dens ende til + PIT a den nederste begyndelse, så strømmer magnetfeltet i transformatorens kerne i én retning, når T1 åbnes, og når T2 åbnes i den anden, henholdsvis skabes en vekselspænding på sekundærviklingen L2.
L1.1 og L1.1 er lavet så identiske med hinanden som muligt.
Fordele:
Høj effektivitet ved drift fra en lav forsyningsspænding (kun halvdelen af den nødvendige strøm løber gennem hver halvdel af viklingen og transistoren).
Ulemper:
Spændingsstød ved transistorernes dræn svarende til det dobbelte af forsyningsspændingen (for eksempel, når T1 er åben og T2 er lukket, strømmer strømmen ind i L1.1, igen i L1.2 skaber magnetfeltet en spænding svarende til spændingen ved L1.1, som sammenfattet med strømkildens spænding påvirker til lukket T2).
Det vil sige, at det er nødvendigt at vælge transistorer til en større tilladt maksimal spænding.
Ansøgning:
Omformere drevet af lavspænding (ca. 12 volt).
Virker sådan her:
når T1 er åben, løber der strøm gennem transformatorens primære (L1) ladekondensator C2, så lukker den og T2 åbner, så nu løber strømmen gennem L1 i den modsatte retning, aflader C2 og oplader C1.
Ulemper:
Spændingen, der leveres til transformatorens primærvikling, er to gange lavere end spændingen + PIT.
Fordele:
Ansøgning:
Konvertere drevet af husholdningsbelysningsnetværk, netværksstrømforsyninger (for eksempel: computerstrømforsyninger).
Virker sådan her:
når transistorerne T1 og T4 er tændt, løber strømmen gennem transformatorens primære i én retning, så lukker og åbner de T2 og T3 strøm løber gennem primæren i den modsatte retning.
Ulemper:
Behovet for at installere fire kraftige transistorer.
Dobbelt spændingsfald på tværs af transistorer (spændingsfald på tværs af tilstødende T1 T4/T2 T3 transistorer lægges sammen).
Fordele:
Fuld forsyningsspænding på primærviklingen.
Fravær af dobbelte spændingsstigninger karakteristisk for en push-pool.
Ansøgning:
Kraftige omformere drevet af et husholdningsbelysningsnetværk, netværksstrømforsyninger (for eksempel: pulserende svejsning "transformatorer").
Almindelige problemer for omformere på transformere er de samme problemer som omformere baseret på lagerdrosler: kernemætning; modstanden af ledningen, hvorfra viklingerne er lavet; drift af transistorer i en lineær tilstand.
Flyback og fremad pulsomformere
Flyback og forward switching spændingsomformeren er "hybrider" af en konverter baseret på en lagerdrossel og en transformer, selvom det i bund og grund er en omformer baseret på en lagerdrossel, og dette bør aldrig glemmes.
Funktionsprincippet for en sådan konverter ligner en boost-konverter på en lagerdrossel, med den eneste forskel, at belastningen ikke er forbundet direkte med chokeren, men til en anden vikling viklet på selve chokeren.
Som i en boost-konverter, hvis den tændes uden belastning, vil dens udgangsspænding tendere til et maksimum.
Ulemper:
Spændingsstød på nøgletransistoren skaber behov for at bruge nøgletransistorer til en spænding meget højere end + PIT.
Høj udgangsspænding uden belastning.
Fordele:
Galvanisk isolering af strømforsyningskredsløbet og belastningskredsløbet.
Ingen tab forbundet med remagnetisering af kernen (magnetfeltet flyder altid i samme retning i kernen).
Fænomener, du skal huske på, når du designer spændingsomformere (og omskiftningsenheder generelt)
Mætning af kernen (magnetisk kredsløb)- det øjeblik, hvor det magnetisk ledende materiale i induktorens eller transformatorens kerne allerede er så magnetiseret, at det ikke længere påvirker de processer, der finder sted i induktoren eller transformeren. Når kernen er mættet, falder induktansen af viklingerne, der er placeret på den, hurtigt, og strømmen gennem primærviklingerne begynder at stige, mens den maksimale strøm kun er begrænset af viklingstrådens modstand, og den er valgt så lille som mulig, henholdsvis mætning fører i det mindste til opvarmning af både viklingerne af induktoren og effekttransistoren, som et maksimum til ødelæggelse af effekttransistoren.Vikletrådsmodstand- indfører tab i processen, da det forhindrer lagring og frigivelse af energi i et magnetfelt, forårsager opvarmning af induktorviklingens ledning.
Løsning: Brug en ledning med minimal modstand (tykkere ledning, ledning lavet af materialer med lav resistivitet).
Driften af krafttransistorer i lineær tilstand- hvis signalgeneratoren, der bruges til at styre transistorer, ikke producerer rektangulære impulser, men impulser med en langsom stigning og fald i spændingen, hvilket kan ske, hvis gate-kapacitansen for effekttransistorer er stor, og driveren (speciel forstærker) ikke er i stand til at levere betydelig strøm for at oplade denne kapacitans, er der øjeblikke, hvor transistoren er i en lineær tilstand, det vil sige, at den har en vis modstand, bortset fra nul og uendelig stor, og derfor løber en strøm gennem den, og der frigives varme på den , hvilket forringer konverterens effektivitet.
Specifikke problemer med spændingsomformere, der bruger transformere
Disse problemer er dog iboende i enhver enhed med et kraftigt push-pull udgangstrin.Gennem strøm
Overvej eksemplet med et halvbro-kredsløb - hvis transistoren T2 af en eller anden grund åbner tidligere end T1 er helt lukket, så vil der være en gennemstrøm fra + PIT til den fælles ledning, som vil strømme gennem begge transistorer, hvilket fører til ubrugelig varme generation på dem.
Løsning: skabe en forsinkelse mellem potentialet ved G1-indgangen falder til nul (se halvbrodiagrammet) og potentialet ved G2-indgangen stiger.
Denne forsinkelsestid kaldes dødtid og grafisk kan den illustreres med et oscillogram:
Miller effekt
Overvej igen eksemplet med en halvbro - når transistoren T1 åbner, påføres transistoren T2 en spænding, som hurtigt stiger (med åbningshastigheden på T1), da denne spænding er stor, selv en lille intern kapacitans mellem porten og kilden, skaber der ved opladning et betydeligt potentiale ved porten , som åbner T2, om end i kort tid, men skaber gennem strøm, selv med dødtid.
Løsning: brugen af kraftfulde transistordrivere, der ikke kun kan levere, men også acceptere høje strømme.
Hvad må man ikke glemme
Bukkekonverter med lagerdrossel, halvbro og bro - kredsløb, der ikke er så enkle, som de ser ud ved første øjekast, primært fordi kilden til transistoren i bukkekonverteren og kilderne til de øvre transistorer i broen og halvbroen er under forsyningsspænding.Som vi ved, skal styrespændingen til transistorens gate påføres i forhold til dens kilde, for bipolær til basen i forhold til emitteren.
Løsninger:
Brug af galvanisk isolerede strømforsyninger til gatekredsløb (baser):
Generator G1 genererer anti-fase signaler og danner dødtid, U1 og U2 felteffekt transistor drivere, optokobleren afkobler galvanisk indgangskredsløbet på den øvre driver med udgangen af generatoren, som drives af en anden vikling af transformeren.
En typisk strømsektion af et sådant kredsløb er vist i figur 10.
Figur 10.
Kondensatoren, når den drives af 220V AC, oplades til cirka 310V (340V for 240V). Modstand R1 er en modstand med lav modstand (2 til 4 ohm rating), der beskytter kredsløbet mod strømstød, når kondensator C1 oplades under opstart. Q1 er en højspændings-MOSFET, der bruges som en højhastighedsomskifter, der skifter forsyningsstrømimpulsen i højfrekvente ferrittransformatoren T1. Skiftefrekvensen er normalt i området 25 til 250 kHz. Elementerne R2 og C2 udgør et beskyttende kredsløb (snubber), der reducerer spændingsstød og kontaktstøj. Stabilisering opnås ved at styre udgangsspændingen ved "FB"-punktet og justere bredden af Q1-nøgledriverens inputimpulser. Sikring FS2 er påkrævet til kortslutnings- og overbelastningsbeskyttelse. FS2 erstattes nogle gange af en strømsensor, der låser Q1 nøgledriveren, når den er overbelastet.
4 pulsomformere
I en reguleret lineær strømforsyning bruges en strømfrekvensstrømtransformer til isolering, og derefter bruges en ensretter og en lineær regulator til at danne udgangsspændingen.
I en kontrolleret SMPS er isolering og regulering kombineret til en højeffektiv enhed. SMPS'en bruger en lille højfrekvent transformer, der typisk fungerer i frekvensområdet 25 til 250 kHz (selvom laveffekt SMPS'er er op til 1 MHz).
Transformatorer og drosler, der bruges til SMPS'er, har ferritkerner i modsætning til pladejernskernerne i deres modparter med lavere frekvens. SMPS-transformere har generelt færre vindinger i deres viklinger end strømfrekvenstransformatorer.
4.1 Single-ended spændingsomformer
En enkelt-cyklus spændingsomformer indeholder en transformer, hvis primærvikling består af to dele med antallet af vindinger w1 og w2, den første transistor forbundet til styreenheden, og den anden transistor shuntet af en omvendt diode. En kondensator er forbundet mellem transistorernes emittere. Samlerne af den første og anden transistor er forbundet til de ydre terminaler af transformatorviklingerne. Derudover er kollektoren af den første transistor gennem en modstand shuntet af et serie RC-kredsløb, der danner et strømindstillingskredsløb, forbundet til styreindgangen på den anden transistor.
Alle andre nøgleelementer, såsom MOS-transistorer osv., kan bruges som den første og anden transistor i denne konverter.
Single-ended DC/DC konverter fungerer som følger.
Når et oplåsningssignal ankommer til bunden af transistoren, åbner sidstnævnte, og en indgangsspænding påføres transformatorviklingen. I dette tilfælde påføres en blokeringsspænding på transistorens kontrolovergang, næsten lig med kondensatorens spænding, og den er låst. Summen af transformatorkernens magnetiseringsstrømme og belastningen strømmer gennem den anden transistor. Ved afslutningen af kontrolimpulsen er transistoren lukket, magnetiseringsstrømmen lukkes gennem dioden, kondensatoren og viklingen. En udløserspænding påføres kontrolelektroden på den anden transistor, svarende til forskellen mellem kollektorspændingen på den første transistor og kondensatorspændingen. Den anden transistor er tændt, hvilket tillader magnetiseringsstrømmen at flyde i den modsatte retning.
Takket være kondensatoren flyder magnetiseringsstrømmen kontinuerligt under hele perioden med pulsgentagelse fra kontrolenheden, og gennemsnitsværdien af denne strøm er nul. Dette fører til det faktum, at afmagnetiseringsspændingen påføres viklingen i hele tiden for den første transistors slukkede tilstand, og magnetiseringsreverseringen af transformatorkernen udføres i en fuld cyklus med en lille amplitude af magnetiseringsstrømmen .
I den foreslåede enhed reduceres effekttabene på modstanden, der er inkluderet i kontrolkredsløbet for den ekstra nøgle, ved at reducere spændingen over den.
4.2 Puls en-cyklus DC/DC konverter . Konverter.
Puls DC-spændingsomformere (IPDC) regulerer udgangsspændingen (spænding ved belastningen) ved at ændre tidspunktet for spændingsforsyningen Uo til belastningen Zn. De mest almindeligt anvendte er pulsbredde (PWR) og pulsfrekvens (PFR) kontrolmetoder. Princippet for drift af PSPN er baseret på omskiftningstilstanden for en transistor eller tyristor, som periodisk afbryder forsyningsspændingen U0 til belastningen (figur 11). Med pulsbreddemetoden reguleres udgangsspændingen ved at ændre varigheden af udgangsimpulserne ti (Figur 12) med en konstant periode af deres gentagelse T. Derefter vil gennemsnitsværdien af udgangsspændingen fra konverteren blive bestemt af formel Uн.ср=(tи/T)*Uо. Derfor reguleres udgangsspændingen fra nul (ved ti=0) til U®(ti=T).
Figur 11.
Figur 12.
Figur 13 viser et diagram over en meget brugt IPPN. En sådan konverter kaldes single-ended. Tyristoren bruges som nøgle. Mellem belastning Z n og en tyristor inkluderede et udjævnende LC-filter.
Figur 13.
Diode D, som udfører funktionerne som en omvendt diode, er nødvendig for at skabe et elektrisk kredsløb for belastningsstrømmen, når tyristoren er slukket.
Enkeltcyklus IPPN fungerer ved en effekt på 100 kW. Hvis der kræves mere strøm, bruges multi-cycle IPPN'er.
I alle IPPN'er låses ledernøglerne op ved at tvinge koblingsimpulser til tyristoren (transistoren), mens tyristorerne låses af spændingen fra en periodisk genopladet kondensator. Naturligvis har koblingsenheden i IPPN en vis forskel fra lignende enheder i autonome invertere.
Bemærk, at reguleringen af den konstante spænding på belastningen, når den forsynes fra lysnettet, kan udføres ved hjælp af IPPN. Et lille spændingsfald over en åben halvledernøgle og en meget lille strøm, når den er låst, bestemmer den høje effektivitet af puls-DC-spændingsomformere. I denne henseende konkurrerer en ukontrolleret ensretter parret med en IPPN med succes med en styret ensretter.
Fordelen ved pulserende DC-spændingsomformere i forhold til selv-exciterede omformere er, at tyristorer bruges som nøgler i IPPN, der i dag produceres til spændinger op til flere kilovolt. Dette gør det muligt at skabe højeffektkonvertere (over 100 kW) med høj effektivitet, mindre dimensioner og vægt. Konvertere er meget udbredt i installationer, hvor kontaktnettet, batterier, sol- og atombatterier og termoelektriske generatorer er den primære strømkilde.
5 Konklusion
5.1 Elektromagnetisk og radiointerferens genereret af SMPS
Det er kendt, at skiftende strømforsyninger skaber elektromagnetisk og radiointerferens. Lavpasfiltre i ledningsledningerne er afgørende for at reducere støj i strømkredsløb. Faraday-skærmen mellem transformatorviklingerne og omkring følsomme komponenter reducerer sammen med den korrekte placering af feltkompenserende kredsløb i boksen også EMI og RFI. Problemet med at udjævne savtandstrømmen kræver brug af en filterkondensator. Induktansen og modstanden (i serie) af standard elektrolytiske kondensatorer påvirker bølge- og støjspændingerne i udgangssignalerne. Lineære strømforsyninger er uovertrufne i lav effekt, meget lav støj og lave ripple output.
5.2 Integrerede kredsløb til SMPS
Mullard:
TDA2640
TDA2581
SGS:
L4960
Indgangsspændingsområde - 9 - 50 V DC
Justerbar udgangsspænding - fra 5 til 40 V
Maksimal udgangsstrøm - 2,5 A
Maksimal udgangseffekt - 100 W
Indbygget softstart kredsløb
Stabilitet af den interne referencekilde - +\- 4 %
Kræver meget få vedhæftede filer
Fyldfaktor - 0 - 1
Høj effektivitet - over 90%
Indbygget termisk overbelastningsbeskyttelse: mikrokredsløbet slukker, når temperaturen på pn-forbindelsen når 150 grader. C.
Indbygget strømbegrænser til kortslutningsbeskyttelse
L4962 (16-bens DIP-pakke. Udgangsstrøm op til 1,5A)
L4964 (særlig 15-bens pakke. Udgangsstrøm op til 4 A)
Texas Instruments:
TL494
TL497
TL497 har en fast on-time oscillator, men med en variabel udgangsfrekvens. Dette giver det mindste antal vedhæftede filer. On-tiden bestemmes af kapacitansværdien af kondensatoren, der er forbundet mellem ben 3 og jord.
Figur 14.
5.3 SMPS-genforsøgstilstand
Ved at skifte strømforsyning bruges denne tilstand ofte til at begrænse udgangsstrømmen. Hvis SMPS er overbelastet, slukker kredsløbet. Efter et tidsinterval tænder den, hvis overbelastningen stadig er der, slukker den med det samme. På nogle designs, hvis dette sker flere gange, afbrydes strømmen, indtil kredsløbslåsen er ryddet.
5.4 SMPS med strømforsyning
Nogle "mere selvstændige" SMPS'er er designet til at opretholde en stabil udgangsspænding i mere end et par cyklusser, når indgangsstrømmen fjernes. Dette kan opnås ved at installere en stor indgangskondensator, således at dens spænding ikke falder væsentligt under strømafbrydelser. Det tidsrum, hvor SMPS'en opretholder udgangsspændingen, når der ikke er nogen indgangsspænding, omtales ofte som "vedligeholdelsestiden".
6 Litteratur
1. INTERNET:
SGS Power Supply Application manual
Motorola Power MOSFET Transistor Databog
Unitrode Semiconductor Databog
Unitrode Applications Handbook
Transformer Core Selection til SMPS, Mullard
Bløde ferriter - egenskaber og anvendelser, E.C. Snelling
Switchmode - En designervejledning, Motorola
SMPS teknologi og komponenter, Siemens
Texas Instruments Linear Circuits Databook
Analog elektronikhåndbog, T.H. Collins
Smith, K.L. Ph.D. (University of Kent), "D.C. Supplies from A.C. Sources", Electronics & Wireless World, september 1984.
Ivanov V.S., Panfilov D.I. MOTOROLA kraftelektronikkomponenter. - M.: DODEKA, 1998
Power Semiconductors International Rectifier. Om. p/r V.V. Tokarev. - Voronezh, 1995
Mikrokredsløb til at skifte strømforsyning og deres anvendelse. Ed. 2. - M.: DODEKA, 2000
Polikarpov A.G., Sergienko E.F. Enkelt-cyklus spændingsomformere i REA strømforsyningsenheder. - M.: Radio og kommunikation, 1989
Polikarpov A.G., Sergienko E.F. Skiftende regulatorer og DC spændingsomformere. - M.: MEI Publishing House, 1998
DC/DC-konvertere er meget brugt til at drive forskelligt elektronisk udstyr. De bruges i computerteknologienheder, kommunikationsenheder, forskellige kontrol- og automatiseringskredsløb osv.
Transformer strømforsyninger
I traditionelle transformatorstrømforsyninger konverteres netspændingen ved hjælp af en transformer, oftest sænket, til den ønskede værdi. Lavspændingen ensrettes af en diodebro og udjævnes af et kondensatorfilter. Om nødvendigt placeres en halvlederstabilisator efter ensretteren.
Transformatorstrømforsyninger er normalt udstyret med lineære stabilisatorer. Sådanne stabilisatorer har mindst to fordele: dette er en lav pris og et lille antal dele i selen. Men disse fordele spises op af lav effektivitet, da en betydelig del af indgangsspændingen bruges til at opvarme kontroltransistoren, hvilket er fuldstændig uacceptabelt til at drive bærbare elektroniske enheder.
DC/DC konvertere
Hvis udstyret drives af galvaniske celler eller batterier, er spændingskonvertering til det ønskede niveau kun mulig ved hjælp af DC / DC-konvertere.
Ideen er ret enkel: DC-spændingen konverteres til AC, normalt med en frekvens på flere tiere eller endda hundredvis af kilohertz, stiger (falder) og korrigeres derefter og føres ind i belastningen. Sådanne konvertere omtales ofte som pulsomformere.
Et eksempel er en boost-konverter fra 1,5V til 5V, kun udgangsspændingen fra en computers USB. En lignende laveffektkonverter sælges på Aliexpress - http://ali.pub/m5isn.
Ris. 1. Konverter 1,5V / 5V
Impulsomformere er gode, fordi de har en høj effektivitet, inden for 60..90%. En anden fordel ved pulsomformere er en bred vifte af indgangsspændinger: Indgangsspændingen kan være lavere end udgangsspændingen eller meget højere. Generelt kan DC/DC-omformere opdeles i flere grupper.
Konverter klassificering
Sænkning, i engelsk terminologi step-down eller buck
Udgangsspændingen for disse omformere er som regel lavere end indgangsspændingen: uden særlige tab til opvarmning af kontroltransistoren kan du få en spænding på kun et par volt ved en indgangsspænding på 12 ... 50V. Udgangsstrømmen af sådanne konvertere afhænger af belastningens behov, hvilket igen bestemmer kredsløbsdesignet af konverteren.
Et andet engelsk navn for chopper buck converter. En af oversættelserne af dette ord er en afbryder. I den tekniske litteratur omtales en buck-konverter undertiden som en "chopper". For nu skal du bare huske dette udtryk.
Stigende, i engelsk terminologi step-up eller boost
Udgangsspændingen på disse omformere er højere end indgangsspændingen. For eksempel, med en indgangsspænding på 5V, kan en spænding på op til 30V opnås ved udgangen, og dens glatte regulering og stabilisering er mulig. Ganske ofte kaldes booster-konvertere boostere.
Universalomformere - SEPIC
Udgangsspændingen af disse omformere holdes på et givet niveau, når indgangsspændingen enten er højere eller lavere end indgangsspændingen. Det anbefales i tilfælde, hvor indgangsspændingen kan variere betydeligt. For eksempel kan batterispændingen i en bil variere mellem 9 ... 14V, og der kræves en stabil spænding på 12V.
Inverterende konvertere - inverterende konverter
Hovedfunktionen af disse konvertere er at opnå en omvendt polaritetsspænding ved udgangen i forhold til strømkilden. Det er meget praktisk i tilfælde, hvor der kræves bipolær strøm, for eksempel.
Alle de nævnte omformere kan være stabiliserede eller ustabiliserede, udgangsspændingen kan være galvanisk forbundet med indgangsspændingen eller have galvanisk spændingsisolering. Det hele afhænger af den specifikke enhed, hvori konverteren skal bruges.
For at gå videre til en yderligere historie om DC / DC-konvertere, bør du i det mindste forstå teorien i generelle vendinger.
Chopper buck konverter - buck type konverter
Dets funktionelle diagram er vist i figuren nedenfor. Pilene på ledningerne viser retningen af strømmene.
Fig.2. Funktionsdiagram af chopperstabilisatoren
Indgangsspændingen Uin påføres indgangsfilteret - kondensator Cin. Transistoren VT bruges som et nøgleelement, den udfører højfrekvent strømskifte. Dette kan være en MOSFET, IGBT eller en konventionel bipolær transistor. Ud over disse detaljer indeholder kredsløbet en udladningsdiode VD og et udgangsfilter - LCout, hvorfra spændingen leveres til belastningen Rн.
Det er let at se, at belastningen er forbundet i serie med elementerne VT og L. Derfor er kredsløbet sekventielt. Hvordan sker spændingsfaldet?
Pulse Width Modulation - PWM
Styrekredsløbet genererer rektangulære impulser med en konstant frekvens eller en konstant periode, hvilket i det væsentlige er det samme. Disse impulser er vist i figur 3.
Fig.3. Styr impulser
Her er t pulstiden, transistoren er åben, tp er pausetiden, transistoren er lukket. Forholdet ti/T kaldes duty cycle duty cycle, angivet med bogstavet D og er udtrykt i %% eller blot i tal. For eksempel, med D lig med 50 %, viser det sig, at D=0,5.
D kan således variere fra 0 til 1. Med en værdi på D=1 er nøgletransistoren i en tilstand af fuld ledning, og med D=0 i en cutoff-tilstand er den simpelthen lukket. Det er let at gætte, at ved D=50% vil udgangsspændingen være lig med halvdelen af indgangsspændingen.
Det er helt indlysende, at reguleringen af udgangsspændingen sker ved at ændre bredden af styreimpulsen t og faktisk ved at ændre koefficienten D. Dette reguleringsprincip kaldes (PWM). I næsten alle skiftende strømforsyninger er det ved hjælp af PWM, at udgangsspændingen stabiliseres.
I kredsløbene vist i figur 2 og 6 er PWM "skjult" i kasser mærket "Control Circuit", som udfører nogle yderligere funktioner. Det kan for eksempel være en blød start af udgangsspændingen, fjernaktivering eller beskyttelse af konverteren mod kortslutning.
Generelt er konvertere så udbredte, at producenter af elektroniske komponenter har lanceret produktionen af PWM-controllere til alle lejligheder. Udvalget er så stort, at det ville tage en hel bog bare at liste dem op. Derfor falder det ikke nogen ind at samle omformere på diskrete elementer, eller som man ofte siger i "løse" vendinger.
Desuden kan færdiglavede små strømomformere købes på Aliexpress eller Ebay for en lille pris. På samme tid, til installation i et amatørdesign, er det nok at lodde ledningerne til input og output til kortet og indstille den nødvendige udgangsspænding.
Men tilbage til vores figur 3. I dette tilfælde bestemmer koefficienten D, hvor længe den vil være åben (fase 1) eller lukket (fase 2). For disse to faser kan kredsløbet repræsenteres af to figurer. Figurerne VISER IKKE de elementer, der ikke er brugt i denne fase.
Fig.4. Fase 1
Når transistoren er åben, passerer strømmen fra strømkilden (galvanisk celle, batteri, ensretter) gennem den induktive choker L, belastningen Rn og ladekondensatoren Cout. I dette tilfælde løber strømmen gennem belastningen, kondensatoren Cout og induktoren L akkumulerer energi. Strømmen iL STØGES GRADVIS på grund af påvirkningen af induktansen af induktoren. Denne fase kaldes pumpning.
Efter at spændingen på belastningen når en forudbestemt værdi (bestemt af indstillingen af kontrolanordningen), lukker transistoren VT, og enheden skifter til den anden fase - udladningsfasen. Den lukkede transistor er slet ikke vist på figuren, som om den ikke eksisterer. Men det betyder kun, at transistoren er lukket.
Fig.5. Fase 2
Når transistoren VT er lukket, er der ingen genopfyldning af energi i induktoren, da strømforsyningen er afbrudt. Induktansen L har en tendens til at forhindre en ændring i størrelsen og retningen af strømmen (selv-induktion), der strømmer gennem induktorviklingen.
Derfor kan strømmen ikke stoppe øjeblikkeligt og lukker gennem "diode-belastning" kredsløbet. På grund af dette blev VD-dioden kaldt en udladningsdiode. Som regel er dette en højhastigheds Schottky-diode. Efter kontrolperioden, fase 2, skifter kredsløbet til fase 1, processen gentages igen. Den maksimale spænding ved udgangen af det betragtede kredsløb kan være lig med inputtet og ikke mere. Boost-konvertere bruges til at opnå en udgangsspænding, der er større end indgangsspændingen.
Indtil videre er det kun nødvendigt at genkalde den faktiske værdi af induktansen, som bestemmer chopperens to driftstilstande. Med utilstrækkelig induktans vil konverteren fungere i tilstanden med diskontinuerlige strømme, hvilket er fuldstændig uacceptabelt for strømforsyninger.
Hvis induktansen er stor nok, foregår driften i tilstanden med kontinuerlige strømme, hvilket gør det muligt at bruge udgangsfiltre for at opnå en konstant spænding med et acceptabelt rippelniveau. Boost-konvertere fungerer også i den kontinuerlige strømtilstand, som vil blive diskuteret nedenfor.
For en vis stigning i effektiviteten erstattes udladningsdioden VD af en MOSFET-transistor, som åbnes på det rigtige tidspunkt af styrekredsløbet. Sådanne omformere kaldes synkrone. Deres brug er berettiget, hvis konverterens effekt er stor nok.
Step-up eller boost-konvertere
Step-up-konvertere bruges hovedsageligt til lavspændingsstrømforsyning, for eksempel fra to eller tre batterier, og nogle designkomponenter kræver en spænding på 12 ... 15V med lavt strømforbrug. Ganske ofte kaldes en boost-konverter kort og tydeligt for ordet "booster".
Fig.6. Funktionelt diagram af en boost-konverter
Indgangsspændingen Uin føres til indgangsfilteret Cin og tilføres den serieforbundne L og koblingstransistoren VT. En VD-diode er forbundet til spolens forbindelsespunkt og transistorens afløb. Load Rl og shuntkondensator Cout er forbundet til diodens anden terminal.
Transistor VT styres af et styrekredsløb, der genererer et stabilt frekvensstyresignal med en justerbar duty cycle D, ligesom beskrevet lidt højere, når chopperkredsløbet beskrives (fig. 3). Diode VD på det rigtige tidspunkt blokerer belastningen fra nøgletransistoren.
Når nøgletransistoren er åben, er udgangen af spolen L, lige i henhold til skemaet, forbundet til den negative pol på strømkilden Uin. Stigende strøm (påvirker indflydelsen af induktans) fra strømkilden strømmer gennem spolen og åben transistor, energi akkumuleres i spolen.
På dette tidspunkt blokerer VD-dioden belastningen og udgangskondensatoren fra omskifterkredsløbet og forhindrer derved afladning af udgangskondensatoren gennem den åbne transistor. Belastningen i dette øjeblik drives af energien lagret i kondensatoren Cout. Naturligvis falder spændingen over udgangskondensatoren.
Så snart udgangsspændingen bliver lidt lavere end den specificerede (bestemt af indstillingerne af kontrolkredsløbet), lukker nøgletransistoren VT, og energien, der er lagret i induktoren, genoplader kondensatoren Cout gennem dioden VD, som føder belastningen . I dette tilfælde føjes selvinduktions-EMF af spolen L til indgangsspændingen og overføres til belastningen, derfor er udgangsspændingen større end indgangsspændingen.
Når udgangsspændingen når det indstillede stabiliseringsniveau, åbner styrekredsløbet transistoren VT, og processen gentages fra energiakkumuleringsfasen.
Universalkonvertere - SEPIC (single-ended primary-inductor converter eller en konverter med en asymmetrisk belastet primær induktor).
Sådanne omformere bruges hovedsageligt, når belastningen har lille effekt, og indgangsspændingen ændres i forhold til udgangsspændingen op eller ned.
Fig.7. Funktionsdiagram af SEPIC-konverteren
Det ligner meget boost-konverterkredsløbet vist i figur 6, men har yderligere elementer: en kondensator C1 og en spole L2. Det er disse elementer, der sikrer driften af konverteren i spændingsreduktionstilstand.
SEPIC-konvertere bruges i tilfælde, hvor indgangsspændingen varierer over et bredt område. Et eksempel er 4V-35V til 1,23V-32V Boost Buck Voltage Step Up/Down Converter regulator. Det er under dette navn, at en konverter sælges i kinesiske butikker, hvis kredsløb er vist i figur 8 (klik på billedet for at forstørre).
Fig.8. Skematisk diagram af SEPIC-konverteren
Figur 9 viser brættets udseende med betegnelsen af hovedelementerne.
Fig.9. Udseende af SEPIC-konverteren
Figuren viser hoveddelene ifølge figur 7. Bemærk tilstedeværelsen af to spoler L1 L2. Ved dette tegn kan du fastslå, at dette er en SEPIC-konverter.
Indgangsspændingen på kortet kan være inden for 4 ... 35V. I dette tilfælde kan udgangsspændingen justeres inden for 1,23 ... 32V. Omformerens driftsfrekvens er 500 kHz. Med små dimensioner på 50 x 25 x 12 mm giver kortet effekt op til 25 watt. Maksimal udgangsstrøm op til 3A.
Men her skal der gøres en bemærkning. Hvis udgangsspændingen er indstillet til 10V, kan udgangsstrømmen ikke være højere end 2,5A (25W). Med en udgangsspænding på 5V og en maksimal strøm på 3A bliver effekten kun 15W. Det vigtigste her er ikke at overdrive det: enten overskrid ikke den maksimalt tilladte effekt, eller gå ikke ud over den tilladte strøm.
Indtil for nylig, den mest almindelige strømforsyninger har haft transformerkredsløb med ensretter og kapacitivt filter. Med tiden blev de erstattet af strømforsyninger baseret på pulsomformere. Skift af strømforsyninger adskiller sig positivt i større effekttæthed. Højfrekvente transformere har mindre dimensioner og kræver mindre kobbertråd, hvilket væsentligt reducerer prisen på hele produktet som helhed. Ikke desto mindre vil transformerkredsløb med industriel frekvens 50 (60) Hz fortsat være relevante i fremtiden på grund af deres enkelhed og pålidelighed.
Klassifikation
Forsyningsspændingsomformere kan klassificeres som følger:
- Efter type forsyningsspænding:
permanent;
variabel;
universel. - Ifølge spændingskonverteringsfaktoren:
stigende;
sænkning. - Af arten af udgangsstrøm-spændingskarakteristikken (CVC):
ikke stabiliseret;
stabiliseret;
justerbar. - Efter type af grundlæggende konverteringsordning:
lavfrekvente transformer;
impuls gashåndtag;
puls enkelt-cyklus tilbage, fremad;
puls push-pull, bro og halvbro kredsløb;
invertere;
tyristor- og triac-konverterkredsløb.
Lavfrekvente transformatorkredsløb
| Billede 1.AC transformer |
Transformatorkredsløb er enkle og pålidelige. Anvendes til transformation af vekselspænding af en sinusformet form. Grundkredsløbet er vist i figur 1. Konverteringsfrekvensen svarer til den anvendte netfrekvens, i langt de fleste tilfælde er den 50 Hz, i nogle lande 60 Hz og lejlighedsvis 400 Hz til at drive specialudstyr.
Klassificering efter spændingsomregningsfaktor
Transformatorkredsløbets konverteringsfaktor er lig med forholdet mellem output og input:
Ved K aftagende. Dette er den mest almindelige type transformatorstrømfrekvensomformere. Udbredt i forbruger- og industrielektronik strømforsyninger.
For K>1 booster kredsløbet. Det bruges i tilfælde, hvor der kræves en højere spænding i forhold til primæren. Bruges nogle gange som et grundlæggende kredsløb i inverter-omformere, samt til at opnå højspændinger, for eksempel til at drive magnetronen i mikrobølgeovne osv.
Ved K=1 ændres værdien af udgangsspændingen praktisk talt ikke i forhold til input. Dette kredsløb bruges nogle gange til galvanisk isolering, når det er nødvendigt at udelukke påvirkning af netspænding på det drevne objekt, eller med henblik på elektrisk sikkerhed.
Klassificering efter arten af output-CVC
Uregulerede transformere
De har en primær og en eller flere sekundære viklinger, oftest galvanisk isoleret fra den primære. CVC afhænger af en række forhold og er uændret.
Justerbare transformere - autotransformere
|
Figur 2. Autotransformer |
Autotransformere designet til jævn eller trinvis regulering af udgangsspændingen. Oftest har de en vikling, som spiller rollen som primær og sekundær på samme tid, og spændingsregulering udføres ved at skifte udgangsterminalen mellem forskellige viklingsterminaler.
Indgangsterminalen på autotransformeren er ikke forbundet til den ekstreme udgang, men med en lille forskydning af flere ledninger til midten af viklingen. Dette gør det muligt for reguleringen at opnå en omregningsfaktor både under og over enhed. Skiftet af udgangen med viklingsledningerne udføres af en pakkeomskifter eller en lignende omskifteranordning.
Hvis det er nødvendigt at regulere udgangsspændingen mere jævnt, bruges autotransformere med et modificeret design. Hele viklingen er viklet i ét lag på en toroidformet kernedrejning for at dreje med et lille mellemrum mellem vindingerne. En del af isoleringen fra endesiden af den toroidale vikling fjernes fra lederen for at muliggøre, at omskifteren kan forbindes med hver vinding. Til kontakt med spolerne anvendes en glidende eller rullegrafitskyder. Takket være dette design er der lavet en jævnere skift mellem terminalerne (steder befriet for isolering), og skyderens bevægelse over næsten hele transformatorens vikling gør det muligt at opnå spænding ved udgangen fra nul til den maksimale værdi af transformationsforholdet. På grund af et så specifikt design og muligheden for en så dyb regulering af udgangsspændingen kaldes sådanne autotransformere normalt for laboratorie-autotransformere, eller kort fortalt LATR. Et forenklet elektrisk kredsløb af LATR er vist i figur 2.
Transformatorkredsløb med en ensretter
I de fleste tilfælde kræver industrielle og elektroniske enheder strøm fra en jævnstrømskilde. For at gøre dette er transformatorkredsløbene suppleret med en halvlederensretter, og for at udjævne krusningerne af den ensrettede spænding er en udjævningskondensator inkluderet ved udgangen af ensretterkredsløbet. Grundkredsløbet er vist i figur 3 og kan blive mere komplekst afhængigt af strømforsyningens I-V karakteristika.
I nogle tilfælde kræves der forskellige spændingsniveauer eller midtpunktsstrømforsyninger for at forsyne forskellige kredsløbsblokke. Til dette bruges flerviklingstransformatorer med forskellige spændinger eller arme af en separat ensretter med et kapacitivt filter forbundet til hver vikling.
Puls DC spændingsomformere
Når det er nødvendigt at forsyne enheden fra en spænding med en reduceret værdi i forhold til den tilgængelige forsyningsspænding, bruges ofte stabilisatorkredsløb baseret på spændingsdelere - transistorer eller integrerede stabilisatorer. Ulempen ved denne metode er, at hvis det er nødvendigt at reducere forsyningsspændingen væsentligt i forhold til den primære, genereres varme på reguleringselementet (transistor, stabilisatormikrokredsløb), proportionalt med kvadratet af dets belastningsstrøm. Med en betydelig belastningseffekt medfører en sådan konvertering betydelige energitab og et fald i effektiviteten. For mere effektiv konvertering af forsyningsspændingen anvendes pulsomformere, hvis drift er baseret på frekvens-puls eller Pulsbredde modulation.
For at forstå processen med pulsmodulation skal du overveje kredsløbet i figur 4. Til udgangene af input "Fælles". og "Uip" spændingen af den primære kilde påføres. Nøglen SA1 styres af styreindretningen i en pulserende tilstand, der periodisk lukker og åbner ladekredsløbet for kondensatoren C1 gennem ballastmodstanden Rb. Når nøglen SA1 er lukket, begynder kondensatoren at oplade, spændingen over den stiger gradvist. Når nøglen åbnes, stopper opladningen. Hvis belastningen afbrydes, forbliver spændingen på kondensatoren uændret indtil næste nøglelukning. Når en belastning er forbundet til udgangen, aflades kondensatoren, spændingen over den falder. Hvis vi overvejer denne gentagne proces i lang tid, vil betydelige udsving i spændingen ved udgangen af enheden under belastning være mærkbare. For at gøre disse udsving ikke så signifikante, er det nok at reducere tiden for processen med opladning og afladning af kondensatoren, dvs. øge frekvensen af koblingsimpulser til acceptable værdier.
Spændingsniveauet ved udgangen af en sådan konverter afhænger af forholdet mellem tidspunktet for nøglens lukkede position og tidspunktet for den åbne position og af belastningens størrelse. Hvis vi tager belastningskonstanten, så vil spændingsniveauet være direkte proportionalt med pulsvarigheden i perioden. Forholdet mellem pulsvarigheden og gentagelsesperioden kaldes impulsernes arbejdscyklus:
hvor D er pulsens arbejdscyklus, t er pulsvarigheden, og T er pulsgentagelsesperioden.
Jo større duty cycle af pulserne er, desto højere kan spændingen ved udgangen af konverteren hæves. For at studere driften af en sådan konverter kan du samle det grundlæggende kredsløb vist i figur 5.
Nøglen VT1 skifter ladekredsløbet for kondensatoren C1 gennem en ballast (strømbegrænsende) modstand Rb. Pull-up modstanden Rp accelererer strømmen af elektroner fra basisområdet i det øjeblik, nøglen VT1 er slukket. Ro er en modstand, der begrænser den maksimale strøm af VT1 nøglebasen. VT2 er nøglen til at styre basisstrømmen af transistoren VT1. Dens formål er at koordinere driften af kredsløbet med generatorsignalet i forhold til strømforsyningen minus, det er ligegyldigt, om generatorsignalet er inverteret og påført i forhold til strømforsyningen til bunden af VT1-nøglen.
Fyldningsfaktoren kan ændres på flere måder. Lad os overveje dem separat.
Puls Frequency Modulation (PFM)
Når du ændrer gentagelseshastigheden af pulser af samme varighed, ændres kun varigheden af pauserne mellem dem. Varigheden af impulserne er en konstant værdi, den begrænser den maksimalt mulige frekvens, som generatoren vil nå ved den maksimalt mulige arbejdscyklus af impulsen, dvs. når ligheden er tilnærmelsesvis opfyldt
Frekvensen bliver så
Figur 6 illustrerer princippet for pulsfrekvensmodulation. Den røde lige linje "a" er en betinget lineær tidsafhængighed af spændingen over filterkondensatoren C1 (diagram i fig. 5) under opladning (VT1-kontakten er lukket). Den grønne linje "b" er en betinget lineær tidsafhængighed af spændingen på filterkondensatoren, når den aflades til belastningen. t er pulsvarigheden, den samme for alle pulser. T1, T2, T7 og Tn er pulsgentagelsesperioden i den tilsvarende rækkefølge. Som ovenstående eksempel illustrerer, kan pulsgentagelsesperioderne variere og påvirke den gennemsnitlige værdi af energien, der overføres fra den primære kilde til udgangen.
Nederst på figuren er et teoretisk sandt spændingsdiagram over en filterkondensator, bestående af segmenter, der afspejler en periodisk gentagen ladning/afladning. Den blå kurve viser gennemsnitsværdien af spændingen ved konverterens udgang. Den vandrette sektion af denne kurve viser udgangsspændingsstabiliseringstilstanden - Ust.
Puls Width Modulation (PWM)
Med en konstant pulsgentagelsesperiode, dvs. når pulsfrekvensen ikke ændres, udføres modulering ved at ændre pulsvarigheden, mens varigheden af pauserne ændres omvendt proportionalt. Princippet ligner lidt pulsfrekvensmodulation.
Pulsbredde moduleringen er illustreret i figur 7. I modsætning til PFM er pulsgentagelsesperioden T her en konstant værdi, og varigheden af pulserne i størrelsesordenen t1, t4, tn varierer afhængigt af det nødvendige niveau af den modulerede udgangsværdi .
Forskellen mellem de overvejede metoder gør det muligt at anvende forskellige kredsløbsløsninger til at udføre én opgave.
Ved at anvende frekvens- eller pulsbreddemodulation kan du begrænse, stabilisere eller dynamisk justere outputværdien. Figur 8 viser eksempler på PFM- og PWM-styring.
Kredsløb af pulsomformere
I betragtning af kredsløbet i figur 4 og 5 kan man være opmærksom på en væsentlig ulempe ved denne løsning: en strøm løber gennem ballastmodstanden Rb, når nøglen er lukket, proportionalt med spændingsfaldet over den. Som følge heraf spreder modstanden en del af energien i form af varme, og dette medfører et fald i effektiviteten. For at eliminere denne ulempe, i stedet for en ballastmodstand i pulskredsløb, bruges induktive elementer - drosler og pulstransformatorer.
Induktoren begrænser stigningen i strøm langs den forreste (stigende) kant af pulsen. Fra det øjeblik, induktoren tændes i kredsløbet, indtil kernen er fuldstændig magnetisk mættet, lagres energi i den i form af et magnetfelt. Efter at kernen er fuldstændig mættet, selvom strømmen fortsætter med at stige, er induktoren ikke i stand til at lagre mere energi, som følge heraf begynder energi at blive frigivet som varme, hvilket kan forårsage tab og reducere effektiviteten. Derfor skal kredsløbet designes således, at den længste pulsvarighed begrænses indtil det øjeblik, hvor den er fuldstændig mætning. Når gasspjældets kredsløb afbrydes på den bagerste (nedadgående) kant af pulsen, falder gashåndtagets magnetfelt hurtigt som følge af, at strømmen ophører. Et fald i det magnetiske felt forårsager fremkomsten ved enderne af induktorviklingen af en magnetisk induktionsspændingsimpuls med den modsatte polaritet i forhold til den påførte spænding under strømmen, der flyder gennem induktorviklingen. Denne spænding kan skiftes på en sådan måde, at den bruger pulsenergien til at drive belastningen. Så gashåndtaget, begrænsende, akkumulerer strømmen energi, og mellem impulser kan den overføre den akkumulerede energi til belastningen eller returnere den til den primære kilde. Som et resultat reduceres energitabet med et betydeligt fald i udgangsspændingen i forhold til inputtet, selv når en kraftig belastning forsynes.
Udseendet af en tilbage EMF-impuls i induktorviklingen kan bruges ikke kun til at øge effektiviteten af enheden med spændingsbegrænsning, men også til at øge udgangsspændingen i forhold til input.
Ulempen ved choker-omformere er umuligheden af galvanisk isolering af udgangen fra den primære forsyningsspændingkilde. Galvanisk isolering kan tilvejebringes ved hjælp af pulstransformatorer med separate viklinger af primær (forsyning) og sekundær spænding. Transformatorkredsløb kan fungere både i enkelt-cyklus-tilstand (gas-mode) og i push-pull-tilstand.
Typiske diagrammer af kaskader af pulsomformere ved hjælp af induktive elementer - drosler og pulstransformatorer
Skemaer af udgangstrin for en-cyklus DC-DC-konvertere ved hjælp af en choker
DC buck konverter
Figur 9 viser udgangstrinnet. SA1 er nøglen, der kontrolleres af ordningen. Når nøglen er tændt, på det indledende tidspunkt, påføres forskellen i strømkildens spænding i forhold til udgangsspændingen til induktoren. Så, når induktoren magnetiseres, stiger strømmen gennem den gradvist, og spændingsfaldet over den falder tværtimod. Når strømmen løber gennem induktoren, oplades filterkondensatoren C1, og induktoren lagrer energi i kernens magnetfelt. Når nøglen åbnes, opstår der en omvendt spændingsimpuls i enderne af viklingen L1. Når en tilbage-EMK vises i induktoren, skifter pulsdioden DV1 den ledige udgang af sin vikling med minus C1. Som følge heraf går den lagrede energi i induktorens magnetfelt ikke tabt, men bruges på en ekstra opladning af filtreringsudgangskondensatoren i intervallerne mellem impulser.
Boost choker DC spændingsomformer
Når kredsløbet (figur 10) er forbundet til en primær jævnspændingskilde, oplades kondensatoren C1 gennem induktoren L1 og pulsdioden (Schottky-dioden) DV1. Spændingen på den når strømforsyningens spænding minus spændingsfaldet på induktoren og dioden.
Induktoren beregnes således, at når SA1-nøglen er åben ved drift på en belastning, fører belastningsstrømmen ikke til væsentlig mætning af induktorkernen.
Når nøglen SA1 er lukket, påføres strømkildens spænding til induktoren, strømmen gennem den øges, og magnetfeltets energi akkumuleres i kernen, indtil den er fuldstændig mættet. Når nøglen er lukket, lukker dioden VD1 under påvirkning af omvendt spænding, eksklusive lukningen af kondensatoren C1.
Efter en vis mætning af kernen åbnes nøglen.
I det øjeblik, nøglen åbnes, opstår der en spændingsimpuls med omvendt polaritet på gashåndtaget. Ved adskillelsesdiodens anode vises en spænding lig med summen af spændingerne fra den primære strømkilde og pulsspændingen ved induktoren. Dioden åbner, og kondensatoren C1 oplades.
På grund af det faktum, at i det øjeblik, hvor nøglen åbnes, skaber spændingen af den omvendte puls af gashåndtaget en stigning i spændingen af den primære kilde, ved udgangen af konverteren kan vi få en spænding, der overstiger spændingen af primære kilde.
Baseret på denne ordning er det muligt at bygge omformere med justerbar udgangsspænding, men justering er kun mulig fra den primære kildes spænding, hvilket begrænser omfanget af denne løsning.
Et eksempel på transistorkredsløb til udgangstrin for chokeromformere
For at udføre eksperimenter på de overvejede typer gasspjældsomformere er det muligt at samle kaskadekredsløb på transistorer vist i figur 11 og 12.
Ikke-mættelig pulstransformator
Når unipolære spændingsimpulser påføres transformeren, på grund af hysteresesløjfens stejle karakteristik, fjernes den resterende spænding i kernen ikke, og med hver efterfølgende impuls når den en værdi, hvor ændringen i magnetfeltstyrken fra begyndelse til slutningen af pulsen bliver ubetydelig. Da energioverførslen i transformeren udføres af et skiftende magnetfelt, hvis værdi reduceres væsentligt ved ensidig magnetisering af kernen, reduceres mængden af energi, som transformeren er i stand til at overføre i en driftsperiode. , dvs dens effektivitet. I sådanne tilfælde siger man nogle gange det transformeren er mættet med DC-komponenten af magnetiseringsstrømmen.
I sin kerne, en åben kredsløbstransformator er en drossel med sekundære viklinger.
Ved driften af enkeltcykluskonvertere skelnes der mellem to faser af cyklussen:
- excitation af EMF af gensidig induktion i sekundærviklingen under en stigning i den magnetiske fluxstyrke med en stigende primærstrøm (kernemagnetisering);
- excitation af EMF af gensidig induktion i den sekundære vikling under faldet i den magnetiske flux under udledningen af den primære strøm (afmagnetisering af kernen).
Det er tilrådeligt at fjerne nyttig strøm fra sekundærviklingen enten i den første fase af cyklussen eller i den anden. Med en nyttelast af sekundærviklingen kaldes konverteren "fremadgående" i den første fase og "flyback" i den anden.
Fremadrettet konverter ved hjælp af en ikke-mættelig pulstransformator
Figur 13 viser et diagram over effekttrinnet for en fremadgående impulskonverter.
Når nøglen VT1 åbner, når en styreimpuls påføres, tilføres en forsyningsspænding til primærviklingen T1. Den primære viklingsstrøm begynder at stige, når kernen bliver mættet. På dette tidspunkt forårsager den stigende magnetiske flux af kernen en spændingsinduktion på sekundærviklingen af en sådan polaritet, at pulsdioden VD1 åbner, oplader kondensatoren C1 og føder belastningen.
Når VT1-tasten lukker, stopper strømmen med at strømme gennem den primære vikling, som et resultat af hvilken magnetfeltstyrken begynder at ændre sig i den modsatte retning, det vil sige at falde. Et fald i styrken af den magnetiske flux af kernen inducerer en spænding med omvendt polaritet i sekundærviklingen, hvorved dioden VD1 lukker. Begge viklinger er ikke belastede, og som følge heraf kan der forekomme en spændingsimpuls i enderne af alle viklinger, flere gange større end spændingen af den primære kilde. Denne puls kan deaktivere både pulsdioden, hvis den overstiger dens maksimale omvendte spænding, og transistorkontakten. Derfor skal sådanne kredsløb suppleres med beskyttelseskredsløb.
Beskyttelsesmetoder kan varieres, figuren viser kun en af de mulige muligheder. Her, i det øjeblik den omvendte spændingsimpuls vises, åbner dens bølge dæmpningsdioden VDd, som et resultat heraf shunter dæmpningskredsløbskondensatoren Cd primærviklingen, når den stejle kant af spændingsimpulsen passerer, og modstanden Rd reducerer spændingen noget af hele pulsen.
Flyback-konverter ved hjælp af en ikke-mættelig pulstransformator
Kredsløbet i figur 14 gentager kredsløbet i figur 13. Forskellen er, at sekundærviklingen har en ændring af ledninger. Hvis du allerede har været opmærksom på tegnene "*" ved billederne af T1-viklingerne, så har mange af jer gættet, at dette er et symbol for begyndelsen af viklingerne.
Nu, når nøglen åbnes i den primære vikling, vil strømmen begynde at stige med magnetiseringen af kernen, men i den sekundære vikling vil den inducerede spænding lukke dioden VD1, og al energien (bortset fra tab) overføres gennem den primære vikling vil akkumulere i kernens magnetfelt, indtil den er fuldstændig mættet. Når nøglen er låst, stopper strømmen med at strømme gennem primærviklingen, og en omvendt polaritetsspænding induceres i sekundæren, som åbner dioden VD1, oplader kondensatoren C1 og føder belastningen.
I dette tilfælde fjernes nyttelasten fra sekundærviklingen under afmagnetiseringen af kernen under den omvendte cyklus af konverterens driftscyklus. Deraf navnet - "baglæns".
Tilbageslagsfasen ved konstant belastning af en sådan konverter er aktiv, og der bør ikke være nogen farlige overspændinger i primærviklingen, når primærkredsløbet åbnes. Men når belastningen er af variabel karakter, kan nøglen svigte ved tomgang. For at gøre dette skal det betragtede kredsløb suppleres med en beskyttelseskæde, svarende til kredsløbet i figur 13.
Kaskadekredsløbene af enkelt-cyklus-omformere beskrevet ovenfor er kun egnede i laveffektområdet, op til ca. 100 VA.
Skemaer af udgangstrin for push-pull DC/DC-konvertere ved hjælp af pulstransformatorer
Strømtransformatorer er et nøgleelement i strømspændingskonverteringsenheder. Som vi allerede har sagt, pålægger enkeltcyklusdriftsmåder betydelige begrænsninger for deres anvendelse og effektivitet. For en mere fuldstændig brug af alle de nyttige egenskaber ved pulstransformatorer, bruges de i push-pull konverteringskredsløb. Dette gør det ikke kun muligt at øge effektiviteten, men også i vid udstrækning konverterens kraft.
Overvej tre grundlæggende kredsløb af effekttrin af push-pull pulsomformere.
Skema af effekttrinnet for en push-pull pulsomformer med output fra midtpunktet af primærviklingen
Kredsløbet i figur 15 anvender en pulstransformator T1 med to primærviklinger I og II, som er forbundet i serie, dvs. slutningen af en vikling er forbundet med begyndelsen af den anden. En sådan forbindelse danner et midtpunkt, hvortil en af strømforsyningens poler, i dette tilfælde positiv, er forbundet. De frie terminaler på de primære viklinger er forbundet til den modsatte pol af strømkilden gennem strømomskiftertasterne VT1 og VT2.
Den fulde cyklus af drift af dette kredsløb består i den sekventielle inklusion af viklinger I og II i strømforsyningskredsløbet. For eksempel, når nøglen VT1 åbnes, exciterer viklingen I en magnetisk flux af en vis magnetisk feltstyrke i kernen. Ved lukning af VT1 svækkes kernens magnetiske flux til en restværdi. Dette er den første arbejdscyklus. Derefter åbner nøglen VT2, mens en strøm begynder at strømme gennem viklingen II, hvilket skaber en magnetisk flux i den modsatte retning i forhold til den første cyklus. I dette tilfælde har kernen tid til at afmagnetisere fuldstændigt og derefter mættes med en magnetisk flux af omvendt polaritet. Når nøglen VT2 er lukket, falder den magnetiske flux også til restværdien. Dette er den anden cyklus af konverteroperationen.
Drift i en push-pull-tilstand giver dig mulighed for fuldt ud at udnytte fordelen ved pulstransformatorer med kerner med høj magnetisk permeabilitet og kræver ikke indførelse af et ikke-magnetisk hul i det magnetiske kredsløb.
Kort opsummerer essensen af implementeringen af push-pull transformer konvertering, dette er en periodisk ændring i retningen af strømmen i den primære vikling.
Halvbro kredsløb af effekttrinnet i en push-pull pulsomformer
I halvbrokredsløbet (figur 16) skabes strømmen i primærviklingen ved at genoplade kondensatorerne C2 og C3.
Mens begge taster er lukkede, efter påføring af forsyningsspændingen, oplades kondensatorerne på de øvre og nedre arme af halvbroen C2 og C3 tilnærmelsesvis jævnt, og der dannes en spænding omtrent lig med halvdelen af forsyningsspændingen ved den fælles terminal.
Når nøglen VT1 åbnes, er begyndelsen (markeret med "*") af primærviklingen I forbundet til strømkildens positive pol. I dette tilfælde begynder kondensatoren C2 at aflade, og C3 oplades. Potentialet for kondensatorernes fælles punkt vil have tendens til at trække op til den primære strømkildes positive pol.
Når VT1 lukkes og VT2 åbnes, skifter begyndelsen af viklingen fra den primære strømkildes positive til den negative pol. I dette tilfælde vil en symmetrisk proces til den tidligere overvejede blive observeret - C3 vil blive afladet, og C2 vil blive opladet. Deres fælles punkt ved den primære vikling vil have tendens til at trække op til minusforsyningen.
Som et resultat af de to driftscyklusser af konverteren beskrevet ovenfor, vil en vekselretning af elektrisk strøm blive skabt i primærviklingen, den vil excitere en vekslende magnetisk flux i transformatorkernen, og fluxen vil inducere en vekselspænding på den sekundære vikling.
I tidspunkterne for omskiftning kan der forekomme spændingsimpulser ved terminalerne på den primære vikling, der kan deaktivere nøglerne, derfor shuntes de af beskyttelsesdioder VD1 og VD2 for at beskytte begge nøgler.
Brokredsløb for effekttrinnet i en push-pull pulsomformer
Brokredsløbet (broen) består af fire arme dannet af tasterne VT1-VT4. Broen har to diagonaler. En diagonal er forbundet til den primære strømkilde. Den primære vikling I af pulstransformatoren T1 er forbundet med den anden diagonal.
For at skabe en primær vikling af en vekslende magnetisk flux i transformatorens kerne, skiftes nøgleparrene VT1, VT4 og VT2, VT3.
Beskyttelsesdioder VD1, VD2, VD5 og VD6, når der opstår omskiftningsimpulser på den primære vikling, skift den på en sådan måde, at den magnetiske feltenergi, der ikke fjernes af belastningen, vender tilbage til den primære strømkilde.
Død tid (pause)
Når styresignalet er fjernet, tager transistoren noget tid om at lukke helt. Hvis nøglen (nøglepar i brokredsløbet) endnu ikke er lukket eller ikke er helt lukket, og den anden nøgle (nøglepar) åbner, så shuntes den primære strømkilde af den oprettede offentlige nøglekæde. I dette tilfælde vil transistorerne generere en betydelig mængde varme, fungere i overbelastningstilstand eller måske endda svigte. For at forhindre dette i at ske, indføres der en særlig pause mellem skiftecyklusser - den tid, der kræves for helt at låse de nøgler, der har virket i den afsluttede cyklus. Denne tid kaldes "død pause" eller "død tid".
Regulerings- og stabiliseringstilstande
For alle betragtede kredsløb af pulsomformere er det generelle princip om at organisere processen med regulering og stabilisering af udgangsparametre karakteristisk - pulsmodulation. Figur 18 viser et blokdiagram over tilrettelæggelsen af konverteringsprocessen med styring af udgangsspænding og strøm.
PI'ens primære strømforsyning forsyner SIM-kortets pulsmodulationskredsløb og VC-udgangstrinnet. Pulsmodulationskredsløbet genererer et styresignal, der sendes over KU'ens styrekanal. Udgangstrinnet for VK, som et resultat af konverteringen af forsyningsspændingen til den primære kilde PI, udsender en spænding til belastningen N, styret af spændingskontrolkredsløbet SKN. Belastningsstrømmen styres af SKT strømstyringskredsløbet. Styrekredsløb for feedbackkanalerne KOST og KOSN danner informationssignaler ved indgangene til pulsmodulationskredsløbet SIM. Baseret på disse signaler genererer SIM'et de nødvendige karakteristika for styresignalet, der leveres via CU'ens styrekanal til VC'ens udgangstrin.
Dette blokdiagram afspejler den mest komplekse version af konverteren, der er i stand til at styre og regulere flere parametre på én gang, såsom strøm, spænding og belastningseffekt. I nogle tilfælde er en enklere implementering tilstrækkelig. For eksempel, hvor kun spændingsregulering er påkrævet, kan et strømstyringskredsløb udelades, f.eks. for at forsyne en elektronisk enhed med lav effekt. Hvor der kun kræves strømstyring, kan spændingsstyringskredsløb udelades, hvilket typisk er påkrævet ved design af strømforsyninger til LED-arrays. Et komplet kredsløb med spændings- og strømstyring kan være nyttigt til udvikling af opladere, når det er nødvendigt at begrænse både strømmen og den maksimalt tilladte spænding, eller generelt at skabe en mere kompleks konverteringsalgoritme ved hjælp af mikrocontrollerkredsløb.
Konklusion
Inden for impulsteknologi er der mange nuancer, der skal tages i betragtning ved design, men det er snævrere emner, der kræver overvejelser i konkrete løsninger. Oplysningerne er generelle oplysninger. Det er umuligt at dække al mangfoldigheden og eksotismen af kredsløb i én artikel. Men uanset hvilken enhed du skal overveje, ændres de grundlæggende principper praktisk talt ikke. Derfor, efter at have mestret det grundlæggende, vil du trygt forstå kredsløbet af enhver kompleksitet.
Med venlig hilsen Mikhail Stashkov.
Switching buck-konvertere er en integreret del af moderne elektronik. De er i stand til at konvertere strømforsyningsspændinger (typisk 8 til 25V) til en lavere reguleret spænding (typisk 0,5 til 5V). Buck-konvertere overfører små mængder strøm ved hjælp af en switch, en diode, en choker og et par kondensatorer. Selvom switching-konvertere er meget større i størrelse og støj end deres lineære modstykker, er switching-buck-konvertere generelt mere effektive.
På trods af at de er meget udbredt, kan det være en udfordring at designe buck-konvertere for både nybegyndere strømforsyningsdesignere og mellemprodukter. Dette skyldes utilgængeligheden af de fleste praktiske metoder og nogle algoritmer til beregning af kredsløb. Og selvom nogle af beregningerne let kan findes i chipsenes specifikationer, er selv denne information nogle gange udskrevet med fejl.
Buck-konverterproducenter inkluderer et typisk applikationsdiagram som et specifikationselement for at hjælpe ingeniører, som igen ofte definerer specifikke typer og antal komponenter til prototypeudvikling. Men producenterne giver sjældent en detaljeret beskrivelse af komponentvalgsmetoden, forudsat at forbrugeren nøjagtigt kopierer den foreslåede mulighed. I tilfælde af at nogen af hovedkomponenterne i kredsløbet afbrydes eller skal udskiftes med en billigere løsning, har forbrugeren ikke en metode til at vælge en tilsvarende.
I denne artikel tages der kun hensyn til én buck-regulatortopologi - med en fast koblingsfrekvens, pulsbreddemodulation (PWM) og drift i kontinuerlig strømtilstand (PCT). De diskuterede principper kan anvendes på andre topologier, men de resulterende ligninger kan ikke anvendes direkte på dem. For at dække kompleksiteten ved at designe buck-konvertere giver vi et eksempel, der inkluderer en detaljeret analyse af beregningen af parametrene for forskellige komponenter. Der kræves fire kredsløbsparametre: indgangsspændingsområde, stabiliseret udgangsspænding, maksimal udgangsstrøm og omformerskiftefrekvens. På fig. 1 sammen med kredsløbet og de nødvendige hovedkomponenter er en liste over disse parametre.
Ris. en.
Choke valg
Beregningen af induktorværdien er det mest kritiske tidspunkt i designet af en step-down switching konverter. Lad os først antage, at konverteren fungerer i PNT, hvilket er det typiske tilfælde. PHT betyder, at når koblingselementet er lukket, er induktoren ikke helt afladet. Nedenstående ligninger er gyldige for et ideelt koblingselement (nul åben-switch-modstand og uendelig lukket-switch-modstand, nul-koblingstid) og en ideel diode:
hvor f SW er omskiftningsfrekvensen for buck-konverteren og LIR er induktorstrømforholdet udtrykt som en procentdel af udgangsstrømmen I OUT A = 0,3).
En LIR på 0,3 indikerer et godt forhold mellem effektivitet og respons på belastningsændringer. En stigning i den konstante LIR - en stigning i induktorstrømmens krusning - en forbedring af dynamikken i transiente karakteristika og et fald i LIR - derfor et fald i den nuværende krusning - en afmatning i transienter. På fig. 2 viser induktorens transientkarakteristika og strøm for en vis mængde belastningsstrøm ved en værdi på LIR fra 0,2 til 0,5. Den øverste graf i figuren er udgangsspændingsrippel for vekselstrøm, 100 mV / div. Den gennemsnitlige graf er belastningsstrømmen, 5 A/div. Nedre - induktorstrøm, 5 A / div. Tidsskalaen for alle grafer er 20 µs/div.
Ris. 2.
Induktorens maksimale strøm bestemmer den krævede nominelle værdi af dens mætningsstrøm, som igen bestemmer induktorens dimensioner. Mætning af induktorkernen reducerer konverterens effektivitet, samtidig med at temperaturen på induktor, MOSFET og diode hæves. Beregning af induktorens maksimale driftsstrøm kan udføres ved hjælp af formlen nedenfor:
hvor
For værdierne angivet i fig. 1, er induktansen beregnet ved hjælp af disse formler 2,91 µH (LIR=0,3). Vi vælger den tætteste typiske værdi på den beregnede værdi, for eksempel 2,8 μH, og kontroller derefter, at mætningsstrømmen er højere end den maksimalt beregnede strømværdi (IPEAK = 8,09 A).
Vi vælger en tilstrækkelig høj nominel værdi af mætningsstrømmen (i dette tilfælde 10 A) for at kompensere for afvigelserne af kredsløbsparametrene og forskellen mellem de faktiske og beregnede værdier af komponenterne. En margin på 20 % af den beregnede nominelle værdi vil være acceptabel for dette under hensyntagen til begrænsningen af gashåndtagets fysiske dimensioner.
Drosler af denne størrelse og strømstyrke har typisk et DC modstand (DC) område på 5 til 8 mΩ. For at minimere strømtab skal du vælge en choker med den laveste CDR. Selvom specifikationerne varierer mellem leverandører, skal du altid bruge maksimale TDC-værdier til beregninger, ikke typiske, fordi maksimum er garanteret under værst tænkelige forhold.
VALG AF UDGANGSKAPACITOR
En udgangskondensator er påkrævet for at minimere spændingsspidser og ripple ved udgangen af buck-konverteren. Store spidser er forårsaget af utilstrækkelig udgangskapacitet, og store spændingsbølger er forårsaget af utilstrækkelig kapacitans og høj ækvivalent seriemodstand (ESR) af udgangskondensatoren. De maksimalt tilladte spændingsspidser og krusningsamplitude bestemmes normalt under design. For at opfylde kravene til rippel er det således nødvendigt at inkludere en udgangskondensator med tilstrækkelig kapacitans og lav ESR.
Overspændingsproblemet (når udgangsspændingen overstiger reguleringsspændingen under pludselig fuld belastningsfrakobling fra udgangen) kræver, at udgangskondensatoren er stor nok til at forhindre overførsel af induktorenergi over et vist maksimum. Udgangsoverspændingsværdien kan beregnes ved hjælp af følgende formel:
(Lv. 2)
Ved at transformere ligning 2 får vi:
(Lv. 3)
hvor C 0 er lig med udgangskapaciteten og DV er lig med den maksimale udgangsspændingsspids.
Hvis vi antager en maksimal spændingsoverskridelsesværdi på 100 mV og løser ligning 3, opnår vi en estimeret udgangskapacitet på 442 µF. Korrigering for typisk kondensatortolerance (20%) giver en praktisk udgangskapacitet på omkring 530 uF. Den nærmeste standardværdi er 560uF.
Udgangsrippelen, når du kun bruger denne kapacitans, beregnes ved hjælp af følgende formel:
Den største indflydelse på krusningen er ESR for udgangskondensatoren. Resultatet kan beregnes som følger:
Vær opmærksom på, at valg af en kondensator med en meget lav ESR-værdi kan medføre, at inverteren bliver ustabil. Faktorer, der påvirker stabiliteten, varierer fra en IC til en anden, så når du vælger en udgangskondensator, skal du sørge for at læse specifikationerne og være særlig opmærksom på sektioner relateret til konverterstabilitet.
Tilføjelse af udgangsspændingsrippel på grund af kapacitans (det første led i ligning 4) og udgangskondensator ESR (andet led) giver den samlede udgangsspændingsrippel for buck-konverteren:
Ved at transformere ligning 4 for at finde ESR får vi:
En god buck-konverter vil typisk have en udgangsspændingsrippel på mindre end 2% (40mV i vores tilfælde). For en udgangskapacitet på 560 uF giver ligning 5 en maksimal beregnet ESR-værdi på 18,8 mΩ. Vælg derfor en kondensator med en ESR mindre end 18,8 mΩ og en kapacitans lig med eller større end 560 uF. For at opnå en ESR-ækvivalent på mindre end 18,8 mΩ, kan flere lav-ESR-kondensatorer tilsluttes parallelt.
Ris. 3.
På fig. 3 viser afhængigheden af udgangsspændingens rippel på værdierne af udgangskapaciteten og ESR. Da der bruges tantalkondensatorer i vores eksempel, dominerer effekten af ESR på ripple.
VALG AF INDGANGSKAPACITOREN
Indgangskondensatorens aktuelle krusningsområde bestemmer dens værdi og fysiske dimensioner. Følgende formel beregner, hvad indgangskondensatorens strømrippel skal være:
Ris. 4.
Ris. 4 er et plot af kondensatorstrømrippel (i brøkdele af udgangsstrøm) versus buck-konverterindgangsspænding (vist som forholdet mellem udgangsspænding og indgangsspænding). Det værste tilfælde er, når indgangsspændingen V IN = 2V OUT (V UD / V IN = 0,5), hvilket fører til den maksimale strømrippel I OUTMAX /2. Indgangskapaciteten, der kræves for en buck-konverter, afhænger af strømforsyningens impedans. For almindelige laboratoriestrømforsyninger er 10 til 22 mikrofarads pr. ampere belastningsstrøm normalt tilstrækkeligt. For kredsløbsparametrene i fig. 1, kan vi beregne, at indgangsstrømmens rippel vil være 3,16 A. Ud fra dette kan vi starte med en samlet indgangskapacitet på 40 uF, og derefter justere denne værdi baseret på testresultaterne.
Tantalkondensatorer er et dårligt valg til inputfiltre. De fejler normalt "med en kortslutning", hvilket betyder, at en defekt kondensator skaber en kortslutning på sine terminaler og derfor øger risikoen for brand. Elektrolytiske kondensatorer af keramisk eller aluminium foretrækkes, fordi de er fri for denne slags defekter.
Keramiske kondensatorer er det bedste valg, når PCB plads eller komponenthøjde er begrænset, men de kan få kredsløbet til at generere hørbar ringning. Denne højfrekvente støj er forårsaget af vibrationen fra den keramiske kondensator, der er monteret på printkortet, på grund af de ferroelektriske egenskaber og den piezoelektriske effekt forårsaget af spændingsrippelen. Polymer kondensatorer kan afhjælpe problemet. De er også modtagelige for kortslutningsfejl, men er meget mere pålidelige end tantal og derfor velegnede som indgangskondensatorer.
UDVALG AF DIODE
Når du vælger en diode, er den begrænsende faktor effekttab. Den værste gennemsnitlige effekt kan beregnes ved hjælp af formlen:
(Lv. 6)
hvor V D- spændingsfald over dioden ved en given udgangsstrøm I OUTMAX.
(Typisk værdi for siliciumdioder er 0,7 V, for Schottky-dioder 0,3 V). Den valgte diode skal være i stand til at sprede energi. For at sikre pålidelig drift over hele indgangsspændingsområdet skal den maksimale reverse-repetitive spænding være større end den maksimale indgangsspænding ( VRRMі V INMAX). Diodens fremadgående strømreferenceværdi skal opfylde eller overstige den maksimale udgangsstrøm (dvs. I FAVі I OUTMAX).
MOSFET UDVALG
Ingeniører vælger ofte bare en regulator IC med en indbygget MOSFET. Desværre oplever de fleste producenter, at omkostningerne ved at placere højeffekt MOSFET'er i samme pakke som konverteren er uoverkommelige, så integrerede kredsløb har typisk maksimale udgangsstrømme på 3-6 A eller mindre. For højere effektkredsløb er en ekstern MOSFET normalt det eneste alternativ..
Før du vælger det passende instrument, skal den maksimale overgangstemperatur ( TJMAX) og maksimal omgivelsestemperatur ( T AMAX) ekstern MOSFET. TJMAX bør ikke overstige 115…120°C, og T AMAX må ikke overstige 60°C. En maksimal omgivelsestemperatur på 60°C kan virke høj, men buck-konvertere er typisk monteret på et chassis, hvor sådanne temperaturer ikke er usædvanlige. Den maksimalt tilladte temperaturstigning for en MOSFET kan beregnes ved hjælp af formlen:
Erstatning af ovenstående værdier TJMAX Og T AMAX ind i ligning 7 får vi den maksimale temperaturstigning for en MOSFET på 55°C. Den maksimale effekt afgivet af MOSFET kan beregnes ud fra den tilladte maksimale temperaturstigning for MOSFET:
MOSFET-pakketypen og heatsink-parametrene påvirker junction-til-medium termisk modstand (Θ JA). Hvis specifikationen ikke indeholder data på Θ JA, for en standard SO-8-pakke (ledningsforbindelser, krop uden kobberbund) monteret på en 6,5 cm2 30 gram kobberplade, vil 62°C/W være nøjagtig nok. Mellem værdien Θ JA og radiatorens masse er der ingen omvendt lineær sammenhæng, og graden af reduktion i værdien af Θ JA falder hurtigt ved brug af en kobberradiator med et areal på mere end 6,5 cm 2. Substituere i ligningen 8 Θ JA\u003d 62 ° C / W, får vi en tilladt effekttab på omkring 0,89 W.
Den effekt, der spredes af MOSFET'en, er en konsekvens af den åbne dræn-til-kilde-modstand og koblingstab, som ikke er nul. Det åbne kanal modstandstab kan beregnes ved hjælp af formlen:
(Lv. 9)
Da de fleste opslagsbøger kun angiver den maksimale åben-kanal modstand ved 25°C, skal du muligvis estimere værdien af denne parameter ved TJHOT. Til praktiske beregninger giver en tilstrækkelig nøjagtig værdi af den maksimale modstand ved enhver temperatur brugen af en temperaturkoefficient på 0,5% / ° C. Således beregnes den åbne kanalmodstand ved høj temperatur som følger:
Hvis man antager, at tabet af åbne kanaler er ca. 60 % af det samlede tab på grund af MOSFET, og konverterer ligning 10 til ligning 11 med dette i tankerne, er den maksimalt tilladte modstand ved 25°C:
Switchtab er en mindre del af effekttabet i en MOSFET, men de skal stadig tages i betragtning. Følgende beregning af koblingstab giver en ret grov tilnærmelse og erstatter derfor ikke vurderingen i laboratoriet. En test, der anvender en temperaturføler, der er fastgjort til transistor P1, foretrækkes for pålidelig temperaturstyring.
(Lvl 12)
hvor C RSS er den gennemgående kapacitans (gate-drain) af transistoren P1, er den maksimale synkende/synkende gate-drivstrøm, og P1 er high-side MOSFET. Hvis vi antager en gate-drivstrøm på 1 A (værdi fra gate-driver/controller-databladet) og en gennemløbskapacitans på 300 pF (fra MOSFET-dataarket), får vi den maksimale værdi fra ligning 11 RDS(ON)25°C omkring 26,2 mΩ. Genberegningen og summeringen af kanalen og koblingstabene resulterer i en effekttabsværdi på 0,676 W. Ved hjælp af denne figur kan vi beregne, at den maksimalt tilladte temperaturstigning for en given MOSFET er 101°C. Denne værdi er inden for det tilladte temperaturområde.
BLOW CONVERTER EFFEKTIVITET
Minimering af strømtab vil forlænge batteriets levetid og reducere inverterens varmeafledning. Følgende formler giver en beregning af effekttabene i hver sektion af konverteren.
Input kondensator ESR tab:
Diodetab, MOSFET-modstand og koblingstab bestemmes af ligning 6, 9 og 12.
Tab på SPT-induktor:
ESR tab af udgangskondensatoren:
Tab på kobbertrykte ledere: disse tab er vanskelige at beregne nøjagtigt, men fig. 5 giver et groft skøn over modstandsværdien af et firkantet stykke kobber på et printkort. Ved hjælp af fig. 5, kan du bruge den simple effekttabsligning I 2 R til at beregne tabene.
Ris. fem. Modstanden af en ounce kobber i form af en firkant er cirka 0,5 mΩ
Følgende ligning opsummerer alle konvertertab og tager højde for dem i konvertereffektivitetsudtrykket:
Forudsat et kobbertab på 0,75 W er effektiviteten af denne konverter 69,5%. Udskiftning af siliciumdioden med en Schottky-diode øger effektiviteten til 79,6%, og brug af en MOSFET synkron ensretter i stedet for dioder vil øge effektiviteten til 85% ved fuld belastning.
Ris. 6.
På fig. 6 viser analysen af konvertereffekttab. Fordobling af massen af kobber til 60 g eller tredobling til 90 g minimerer kobbertab og øger derved effektiviteten fra 86 til 87%.
Omhyggelig PCB-layout er en vigtig faktor for at minimere koblingstab og stabiliteten af buck-konverteren. Som udgangspunkt skal du følge disse retningslinjer:
- Højstrømskredsløb, især ved jordklemmer, skal holdes så korte som muligt.
- Minimer længden af ledninger til induktoren, MOSFET og diode/synkron ensretter.
- Strømskinner og skal være korte og brede. Denne tilgang er meget vigtig for at opnå høj effektivitet.
- Find noder og ledere, der er følsomme over for strøm- og spændingsoptagelser, væk fra koblingsknuder.
KONTROL AF EGENSKABER
Ved design eller ændring af et buck-switch-regulatorkredsløb (som fungerer i en PNT ved hjælp af PWM), kan ligningerne i denne artikel anvendes til at beregne parametrene for hovedkomponenterne og de nødvendige egenskaber. For at kontrollere det endelige designs elektriske og termiske egenskaber er det altid nødvendigt at udføre laboratorietest af kredsløbet. Korrekt printkortlayout og komponentplacering er lige så vigtigt som korrekt komponentvalg for tilfredsstillende kredsløbsydelse.
For teknisk information
kontakt COMPEL.
E-mail:
Nye RS-485 transceivere
Maxim Integrated Products introducerede halv-duplex-modtagere
RS-485 interface sendere MAX13487E/ MAX13488E. En egenskab ved disse mikrokredsløb er tilstedeværelsen af AutoDirection Control-funktionen, som automatisk tillader driveren at arbejde under dataoverførsel. Denne funktion eliminerer behovet for en transmitteraktiveret kontrolindgang, hvilket resulterer i plads- og komponentbesparelser i isoleret instrumentering, bilindustrien og industrielle applikationer.
MAX13487E giver ±15 kV ESD-beskyttelse i henhold til IEC 61000-4-2 Air-Gap-metoden. Samtidig giver begge mikrokredsløb beskyttelse mod statisk elektricitetsudladninger på ±15 kV, når de testes efter Human Body Model-metoden. MAX13487E's sendere er slew-begrænsede og giver reduceret EMI. De er designet til at fungere under forhold med høje niveauer af ekstern interferens og tillader fejlfri datatransmission ved hastigheder op til 500 kbaud. Dataoverførselshastigheden for MAX13488E-chippen er op til 16 Mbaud. Derudover er indgangsimpedansen for modtagerne af disse mikrokredsløb 1/4 af standardværdien, hvilket gør det muligt at tilslutte op til 128 transceivere til netværket.
MAX13487E/MAX13488E har et udvidet driftstemperaturområde på -40 til 85°C. IC'erne er tilgængelige i en standard 8-bens SOIC-pakke.